1．引言
为跟随着电子产品更新节奏，设计工程师较倾向于选择在市场上较容易采购得到的AC/DC适配器并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。而图l是一个在消费类电子产品上应用的降压式开关电源原理图(12V输入，3.3V/15A输出)，其SC1104为驱动芯片，Q1与Q2分别为上端与下端场效应功率管(AOD412)。则设计人员需要在此线路图上将功率电路中元器件和控制信号电路中元器件迸行区分。这一类降压式电源的功率器件一般包括输入滤波电容，输出滤波电容，滤波电感，功率场效应管。该电源设计包括功率器件的选择，信号控制器件的选择，保护电路器件的选择，PCB排版和电路调试与优化。而关键又有难度的是功率器件的设计和选择.为此本文将重点对开关电源中功率器件设计技巧作详细讨论。此设计技巧的研讨其前提是要对降压式开关电源基本理念有所了解熟悉,则讨论从这开始。
2、降压式开关电源基本理念
2.1开关电源与LDO之比较
许多电子产品上电源管理应用线性稳压管(LDO)。传统LDO一般只能提供高输出电压和低输出电流。当系统主芯片工作电压变得越来越低而工作电流变得越来越大时，直流开关电源将会大量出现在新一代电子产品系统板上。
举例来讲，如果一个系统板上需要一个从3.3V输入电压转换至1.2V输出电压及1A输出电流的直流电源，设计人员在此可以选择LDO或降压式开关电源。如果选用LDO，其功率损耗是2.1W，功率转换效率是36％。如果采用开关电源，其功率损耗只是0.5W，功率转换效率可达85％以上。由此看到，随着新一代电子产品主芯片工作电压进一步下降和芯片工作电流进一步增加，开关电源应用广泛度与时俱迸。
2.2降压式开关电源基本结构与状态
图2(a\b)是降压式开关电源的基本结构图。此电源主要包括功率器件所组成的功率电路和由信号反馈器件所组成的信号电路。
开关电源最基本的工作状态在于其内部的功率场效应管(Q1，Q2)工作在高频率的导通和关断状态。如图3所示，场效应管的作用类似一个双相开关在“1端和“2”端之间快速跳动。此双相开关的跳动频率就是开关电源的开关频率。
当开关在“1”位置时，电感器(L)二端的电压为：
从上式得到电感电流上升斜率：
电感电流的纹波值为：
其中D(D<1)是所谓的占空比，Ts为开关电源的工作周期。DTs是开关在“1’位置上的导通时间。fs是开关电源工作频率(fs=1／Ts)。
当开关在“2”位置时，电感器(L)二端的电压为
电感电流下降斜率为：
电感电流的纹波值为：
其中D'Ts是开关在“2”位置上的导通时间。若将二个ΔIL关系式相等，即可得到占空比与输入和输出电压之间的关系：
此公式显示当输入电压上升时，只要将占空比减小就可保持输出电压不变。这也就是开关电源最基本的工作状态，见图2(c )所示。
3．功率器件设计
降压式开关电源功率器件基本上是由滤波电感(L)，输出滤波电容(COUT)，输入滤波电容(Cin)，以及功率场效应管(Q1，Q2)所组成。在设计电源前需要从用户了解下列需求(按图1电源为例)：输入电压范围,Vin，Vin_MAX，Vin_MIN(12V);输出电,Vout(3.3V);输出纹波电压(峰值至峰值),ΔVout(50mV)；满载输出负载电流,IOUT(15A)；电源效率,η(90％)。
3.1电感设计
电感值的选择基于输出负载直流瞬态和纹波电压值的要求。大电感值的电感可以减小电感交流纹波电流成分和输出纹波电压，但是在负载瞬变过程中电感电流变化时间会加长。小电感值的电感会有较低的绕线铜损耗，但是磁芯损耗会变大。比较折衷的方法是选择电感纹波电流值(ΔIL)在输出负载电流额定值的20％到40％之间。
假定电感交流纹波电流ΔIL 为δI0UT，而δ可选择在20％和40％之间。此时电感值应为：
以图1的电源为例，Vin=12V，VOUT=3.3V，Iout=15A，δ=33％，fs=300KHz，计算出来的电感值是1.6μH。
电感的峰值电流则为(1+δ/2)Iout，RMS值为：
图1中电感峰值电流为17.5A。当δ小于或等于40％时，电感RMS电流值近似为Iout。
在实际选择电感时，更需要考虑以下几方面：
*电感磁芯材料,对于频率高于350KHz高效率开关电源应用，应选用铁氧体，Kool-Mu等合金材料的磁芯。低成本Powder铁磁芯一般可在开关频率低于350KHz的电源中应用。但其磁芯损耗在350KHz时会比较大；
*选择电感值,有时计算出来的电感值无法找到现货供,这时设计者可以选择临近或稍大一点电感值的标准电感.图1电源选择了一个额定输出电流下电感值为1.9μH标准电感。通常电感值会随温度和电流的变化而不同。一旦电感值确定，应该马上重新估计该电感的实际纹波电流；
*电感饱和电流值,一般情况下，所选用的电感饱和电流的最小值应为电感峰值电流的1.25-1.5倍。图1电源电感峰值电流为17.5A(15+15／6)，因此所选用的电感需有22-26A的饱和电流值。许多电感生产厂家会提供一系列电感技术参数。
3.2输出滤波电容设计
从图3(a)中看到电感交流纹波电流(ΔiL(t))基本上都流入输出滤波电容(COUT)。要了解在COUT 上产生的纹波电压，先重温一下电容的高频特性。
输出滤波电容除了自身电容值COUT 外还存在二个寄生参数：等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL).因为电感纹波电流是一个峰值为δIouT的三角波,则输出纹波电压(ΔVOUT)是ΔVOUT ，ΔVESR，ΔVESL这三项的矢量和。其中ΔVcouT是由电感纹波电流在COUT 上所产生的纹波电压，ΔVESR 是在ESR上所产生的纹波电压，ΔVESL是在ESL上所产生的纹波电压。其中：铝质电容器(比如电解，固态OS-CON，POSCAP)都有较高的电容值和相对较低工作开关频率(<500KHz)。此时ESR对输出纹波电压有主要的影响。因此减小RESR是减小输出纹波电压的关键。
此时输出电容所需的ESR值应为：
由电容器自身电容值的充电和放电所产生的纹波电压(ΔVcouT)应比由ESR产生的纹波电压小一个数量级。一旦RESR确定，CouT应满足：
若选择了铝电解电容器，通常建议工作电压的额定值要高于1.5Vout(输出电压为3．3V时输出电容额定耐压值至少在5V以上)。如果选择了钽电容器，此电容器工作电压的额定值要高于2Vout以上)。COUT能允许的纹波电流RMS值应高于：
图l电源中，假如输出纹波电压要被控制在50mV以下，那么输出电容的ESR值应小于12 mΩ(50mV／4.2A)，而输出电容值应大于445μF。同时输出电容要能承受1.2A的RMS纹波电流。
如果选择普通低阻抗电解电容来满足此电源12 mΩ ESR要求，我们需用7颗1500μF ，6.3V的EEVFKOJl52P普通低阻抗电解电容。如果成本允许的话，可以只选用二颗 470μF 的EEFWAOJ471P Polymer电解电容。虽然Polymer电容特性要比普通低阻抗电解电容好很多但在实际应用中必须考虑它的高价格。
输出电容功率损耗(PCOUT)主要是在其ESR上的损耗。7颗EEVFKOJl52P并联后ESR值为11.4 mΩ(80/7)，功率损耗是16.4mW。
除了要满足输出纹波电压的要求，有时用户会要求开关电源满足负载的瞬态变化。此时输出电容ESR值也需要满足输出电压瞬态变化值。
图3(b)显示输出电压在负载电流变化时的过冲(ΔVT)。一般情况下此电压过冲值会大于输出纹波电压值(ΔVOUT)。
以图1电源为例，如果用户要求该电源负载电流在瞬间由满载变成空载(ΔIT=15A)时，输出电压不能超出正常输出电压的3％(ΔVT=3.3V ·0.03=100mV)，这时RESR应小于6.7mΩ(100／15)。这意味着需选用12颗EEVFKOJl52P电解电容或三颗470μFEEFWAOJ471PPolymer电解电容。
3.3输入滤波电容设计
由于输入电容电流脉冲的峰值比输出电容要高很多，输入滤波电容也必须是低ESR和低ESL的电容器。输入电容电流的RMS值可近似为：
其中η为电源的效率。一般来讲12V→3.3V降压电源效率可达到90％。将此值代入公式后得到的RMS电流为6.7A。输入纹波电压通常不如输出纹波电压那么关键，因此输入电容主要是按照它们有效值电流的能力来选择。如果选择FK系列电解电容来满足6.7ARMS纹波电流，必须选用四颗2200μF,25V的普通低阻抗电解电容。当然也可以选择二颗150μF,20V的Polymer电解电容。
输入电容功率损耗主要也是在其ESR上的损耗。如果使用四颗2200μF EEVFKlE222M电解电容的话，并联后ESR值为8.75 mΩ，功率损耗是392mW。
3.4功率场效应管设计
降压式开关电源可以采用二个功率场效应管或采用单功率场效应管，见图4(a)(b)所示。由一个上端场效应管(Q1)和一个下端场效应管(Q2)所组成的开关电源被称为同步降压式(Synchronous)开关电源。
而由一个上端场效应管(Q1)和一个肖特基整流管(D1)所组成的开关电源被称为非同步或异步降压式(Non-synchronous)开关电源。同步降压式开关电源一般应用在输出电流较大(IOUT>5A)或输出电压较低(VOUT<3.3V)的应用中。以AOS功率场效应管为例，与开关电源设计有关的主要参数包括：
(
选择开关电源功率场效应管的基本过程是这样：
*场效应管漏极至源极的电压耐压值(VDS)应大于输入电压最高值(VIN_MAX)。图1中VIN_MAX 为12V，而AODl2VDS最高值是30V。
*对于图1中上端场效应管驱动自举电路，栅极至源极的电压耐压值(VGS)应大于输入电压最高值(VIN_MAX 。AODl2VGS最高值是20V。
*栅极至源极开启电压(VGS-TH)应小于输入电压最低值(VIN_MAX )。AODl2 VGS-TH 是2.15V。
*估算出上端和下端场效应管栅极损耗(PGATE)，开关损耗(Ps)，和传导损耗(Pc)。
*通过厂家提供的场效应管热阻参数估算出其结点温度并确认结点工作温度在TJ_MAX之下。
3.4.1上端场效应管选择
上端场效应管(Q1)的栅极损耗(PQl_GATE),可由此近似公式得到：
代入AOD412栅极电荷量(26nC)，开关频率(300KHz)，输入电压(12V)，Q1栅极损耗是0.1W.并由近似公式得到Q1传导损耗是0.55W， 而图1中电源控制器(SCll04A)驱动峰值电流在是lA。Q1开关损耗是1.4W。上端场效应管总损耗(PQl)是栅极损耗，传导损耗,及开关损耗的总和为2W。
Q1工作结温(TQI_J)可由下公式估算：
如果图1中电源环境最高温度是40℃，那么Q1工作结温(TQI_J )为140℃(40+2·50)。这温度小于场效应管175℃的结温限制但已接近场效应管正常工作极限。这里假设Q1被直接焊在二盎司铜层和一平方英寸面积的PCB散热焊盘上。如果需要更进一步降低Q1的结温，可以增加PCB散热焊盘面积或将Q1套上外加的散热器。另外，芯片到散热焊盘的焊接，封装芯片材料，热接触面，热结合性能，可得到的有效散热区域和环境空气流动状况(自然或强制对流)都对场效应管晶片的温升都有很大的关系。实际温度的测量和验证是场效应管热设计的关键。
3.4.2下端场效应管选择
类同上端场效应管公式, 下端场效应管的栅极损耗(PQ2_GATE) 是0.1W。Q2传导损耗是1.43w。
由于上端和下端场效应管之间无重叠传导(一般电源控制芯片上下端场效应管驱动都有一个大约是100ns的死区时间)，下端场效应管源极至漏极寄生二极管或外部肖特基二极管总会在下端场效应管导通之前先导通。下端场效应管导通时源极至漏极的电压值仅为一个在源极和漏极之间的二极管压降。
同样如果电源环境最高温度是40℃，那么Q2工作结温(TQ)2J)为129.5℃。这温度小于此场效应管175℃的结温限制。这里同样假设Q2被直接焊在二盎司和一平方英寸面积的PCB散热焊盘上。另外应该在厂商的数据表中注意到RDS_ON的变化。例如AOD412在VGs等于10V时，Pos_ON典型值是5.5mΩ.而当结点温度从25℃上升到125℃，RDS_ON值就增加到了8.8mΩ.如果结点温度上升到150℃，RDS_ON值会大于8.8mΩ。
4、结束语-功率器件设计总结
一旦同步降压式开关电源功率器件选择完毕后，我们就可以推算整个电源的效率。电源效率也是某些用户最关心的指标之一。如果效率达不到用户标准的话功率元器件需要重新选择。整个电源的效率(n)可由下列公式推算：
其中PLOSS为电源上所有器件损耗的总和。
PCONTROL是在电源控制芯片上的损耗。近似为控制芯片的工作电压与工作电流的乘积。图1中电源控制芯片的工作电压是12V，工作电流是20mA。
由本章节中近似公式计算出开关电源的效率是90.5％(表1)，而在实际电源上测试出来的效率是90.2％。表1中数据显示上端和下端场效应管功率损耗占整个电源损耗的73％。降低场效应管损耗成了提高此类电源效率的关键。
对有着较高输入电压(VIN=12V)和低输出电压(Vout=3.3V)的同步降压式转换器而言，上端场效应管导通的时间很短(D=0.275)而下端场效应管导通的时间很长。这就造成了上端场效应管的开关损耗和下端场效应管的传导损耗较大。在这样的应用中，栅极电容较小(也就是QG较小，RDS_ON较大)的场效应管比较适用于上端开关。而栅极电容较大(也就是QG较大，RDS_ON较小)的场效应管比较适用于下端开关。
