一、雷电防护基本原理 

　　雷电及其它强干扰对通信系统的致损及由此引起的后果是严重的，雷电防护将成为必需。雷电由高能的低频成份与极具渗透性的高频成份组成。其主要通过两种形式，一种是通过金属管线或地线直接传导雷电致损设备；一种是闪电通道及泄流通道的雷电电磁脉冲以各种耦合方式感应到金属管线或地线产生浪涌致损设备。绝大部分雷损由这种感应而引起。对于电子信息设备而言，危害主要来自于由雷电引起的雷电电磁脉冲的耦合能量，通过以下三个通道所产生的瞬态浪涌。金属管线通道，如自来水管、电源线、天馈线、信号线、航空障碍灯引线等产生的浪涌；地线通道，地电们反击；空间通道，电磁小组的辐射能量。 

　　其中金属管线通道的浪涌和地线通道的地电位反击是电子信息系统致损的主要原因，它的最见的致损形式是在电力线上引起的雷损，所以需作为防扩的重点。由于雷电无孔不入地侵袭电子信息系统，雷电防护将是个系统工程。雷电防护的中心内容是泄放和均衡。 

　　1.泄放是将雷电与雷电电磁脉冲的能量通过大地泄放，并且应符合层次性原则，即尽可能多、尽可能远地将多余能量在引入通信系统之前泄放入地；层次性就是按照所设立的防雷保护区分层次对雷电能量进行削弱。防雷保护区又称电磁兼容分区，是按人、物和信息系统对雷电及雷电电磁脉冲的感受强度不同把环境分成几个区域：LPZOA区，本区内的各物体都可能遭到直接雷击，因此各特体都可能导走全部雷电流，本区内电磁场没有衰减。LPZOB区，本区内的各物体不可能遭到直接雷击，但本区电磁场没有衰减。LPZ1区，本区内的各物体不可能遭到直接雷击，流往各导体的电流比LPZOB区进一步减少，电磁场衰减和效果取决于整体的屏蔽措施。后续的防雷区（LPZ2区等）如果需要进一步减小所导引的电流和电磁场，就应引入后续防雷区，应按照需要保护的系统所要求的环境区选择且续防雷区的要求条件。保护区序号越高，预期的干扰能量和干扰电压越低。在现代雷电防护技术中，防雷区的设置具有重要意义，它可以指导我们进行屏蔽、接地、等电们连接等技术措施的实施。 

　　2.均衡就是保持系统各部分不产生足以致损的电位差，即系统所在环境及系统本身所有金属导电体的电位在瞬态现象时保持基本相等，这实质是基于均压等电位连接的。由可靠的接地系统、等电位连接用的金属导线和等电位连接器（防雷器）组成一个电位补偿系统，在瞬态现象存在的极短时间里，这个电位补偿系统可以迅速地在被保护系统所处区域内所有导电部件之间建立起一个等电位，这些导电部件也包括有源导线。通过这个完备的电位补偿系统，可以在极短时间内形成一个等电位区域，这个区域相对于远处可能存在数十千伏的电位差。重要的是在需要保护的系统所处区域内部，所有导电部件之间不存在显著的电位差。 

　　3.雷电防护系统由三部分组成，各部分都有其重要作用，不存在替代性。外部防护，由接闪器、引下线、接地体组成，可将绝大部分雷电能量直接导入地下泄放。过渡防护，由合理的屏蔽、接地、布线组成，可减少或阻塞通过各入侵通道引入的感应。内部防护，由均压等电位连接、过电压保护组成，可均衡系统电位，限制过电压幅值。 

二、防雷器的作用及技术参数 

　　防雷器又称等电位连接器、过电压保护器、浪涌抑制器、突波吸收器、防雷保安器等，用于电源线防护的防雷器称为电源防雷器。鉴于目前的雷电致损特点，雷电防护尤其在防雷整改中，基于防雷器防护方案是最简单、经济的雷电防护解决方案。防雷器的主要作用是瞬态现象时将其两端的电位保持一致或限制在一个范围内，转移有源导体上多余能量。 

　　进入地下泄放，是实现均压等电位连接的重要组成部分。防雷器的一些主要技术参数：额定工作电压、额定工作电流，特批串并式电源防雷器的载流量。通流能力，防雷器转移雷电流的能力，以千安为单位，与波开开式有关。防雷器在功能上可分为可防直击雷的防雷器和防感应雷的防雷器。可防直击雷的防雷器通常用于可能被直击雷击中的线路保护，如LPZOA区与LPZ1区交界处的保护。用10/35μs电流波形测试与表示其通流能力。防感应雷的防雷器通常用于不可能被直击雷击中的线路保护，如LPZOB区与LPX1区、LPZ1区交界处的保护。用8/20μs电流波形测试与表示其通流能力响应时间，防雷器对瞬态现象起控制作用所需的时间，与波形性质有关。残压，防雷器对瞬态现象的电压限制能力，与雷电流幅值及波形性质有关。 

三、防雷器的选用 

　　基于防雷器的防护想要取得理想的效果，应注重“在合适的地方合理地装设合适的防雷器”，防雷器的选择十分重要。 

　　1.进入建筑物的各种设施之间的雷电流分配情况如下：约有50%的雷电流经外部防雷装置泄放入地，另有50%的雷电流将在整个系统的金属物质内进行分配。这个评估模式用于估算在LPAOA区、LPZOB区和LPZ1区交界处作等电位连接的防雷器的通流能力和金属导线的规格。该处的雷电流为10/35μs电流波形。在各金属物质中雷电流的分配情况下：各部分雷电流幅值取决于各分配通道有的阻抗与感抗，分配通道是指可能被分配到雷电流的金属物质，如电力线、信号线、自来水管、金属构架等金属管级及其它接地，一般仅以各自的接地电阻值就可以大致估算。在不能确定的情况下，可以认为接是电阻相等，即各金属管线平均分配电流。 

　　2.在电力线架空引入，并且电力线可能被直击雷击中时，进入建筑物内保护区的雷电流取决于外引线路、防雷器放电支路和用户侧线路的阻抗和感抗。如内外两端阻抗一致，则电力线被分配到一半的直击雷电流。在这种情况下必须采用具有防直击雷功能的防雷器。 

　　3.后续的评估模式用于评估LPZ1区以后防护区交界处的雷电流分配情况。由于用户侧绝缘阻抗远远大于防雷器放电支路与外引线路的阻抗，进入后续防雷区的雷电流将减少，在数值上不需特别估算。一般要求用于后续防雷区的电源防雷器的通流能力在20kA（8/20μs）以下，不需采用大通流能力的防雷器。

　　后续防雷区防雷器的选择应考虑各级之间的能量分配和电压配合，在许多因素难以确定时，采用串并式电源防雷器是个好的选择。串并式是根据现代雷电防护中许多应用场合、保护范围层次区分等特点提出的概念（相对于传统的并式防雷器而言）。其实质是经能量配合和电压分配的多级放电器与滤波器技术的有效结合。串并式防雷有如下特点：应用广泛。不但可以按常规进行应用，也适合保护区难以区别的场所。感生退耦器件在瞬态过电压下的分压、延迟作用，以帮助实现能量配合。减缓瞬态干扰的上升速率，以实现低残压与长寿命以及极快的响应时间。 

　　4.防雷器的其它参数选择取决于各个被保护物所在防雷区的级别，其工作电压以安装在引电路中所有部件的额定电压为准。串并式防雷器还需注意其额定电流。 

　　5.影响电子线雷电流分配的其它因素：变压器端接地电阻降低将使电子线中分配电流增大。供电线缆的长度的增加将使电力线中分配电流减少，并使几要导线中有平衡的电流分配。过短的电缆长度和过低的中性线阻抗将使电流不平衡，从而引起差模干扰。供电线缆并接多用户将降低有效阻抗，导致分配电流增大，在连成网状的供电状态下，雷临时性流主要流入电力线，这是多数雷损发生在电力线处的原因。 

四、防雷器的安装 

　　1.电源线应实现多级防护，多级防护是以各防雷区为层次，对雷电能量的逐级减弱（能量分配），使各级限制电压相互配合，最终使过电压值限制在设备绝缘强度之内（电压配合）。在下列情况下，多级防护成为必须：某一级防雷器失效或防雷器某一路失效。防雷器的残压不配合设备绝缘强度，线缆在建筑物内长度较长时。 

　　2.几乎所有情况下的线缆防护，至少应分成两级以上，同一级防雷器还可能包含多级保护（如串并式防雷器）。为了达到有效的保护，可在各防雷区界面处设置相应的防雷器，防雷器可针对单个电子设备，或一个装有多个电子设备的空间，所有穿过通常具有空间屏蔽的防雷区的导线，在穿过防雷区界面同时接有防雷器。另外，防雷器的保护范围是有限的，一般防雷器与设备线路距离超过10m以后将使防护效果劣化，这是因为防雷器和需要保护的设备之间的电缆上有反射造成的振荡电压，其幅值与线路长度、负载阻抗成正比。

　　3.在使用电源孩子雷器的多级防护中，如果不注意能量分配，则可能引入更多的雷电能量进入保护区域。这要求防雷器应根据前述评估模式选择。一般防雷器都有通过雷电流越大，残压越高的特点，通过能量分配后未级防雷器流过的雷电流极小，有利于电压限制。注意，不考虑电压配合而仅仅选择低响应电压的防雷器作末级保护是危险的。 

　　实现能量分配与电压配合的要点在于利用两级防雷器之间线缆本身的感抗。线缆本身的感抗有一定的阻碍埋电流及分压作用，使雷电流更多地被分配到前级泄放。一般要求两级防雷器之间线缆长度在15m左右，适??缆之内的情况。线缆上分支线路的长度对线缆要求长度有影响，当保护地线与被保护线缆有一定距离（>1m），这时要求线缆长度大于5m即可。在一些不适合采用线缆本身作退耦??可利用专门的退耦器件，这时无距离要求。 

　　4.退耦器件是实现能量分配与电压配合的重要措施，以下几种材料可作为退耦器件：线缆、电感和电阻。 

　　串并式电源防雷器就是一种考虑了能量分配与电压配合，利用滤波器作为退耦器件的防雷器组合形式，适合于各种场合的应用。 

　　5.在某些极端情况下，装上防雷器反而会增加设备损坏的可能，必须杜绝；这类情况发生。防雷器保护几条线，其中一条线上的防雷器失效或响应速度过慢。这可能使共模干扰转化为差模干扰而损坏设备。这要求必须实施多级防护及注意防雷器的维护。不考虑防雷保护区、能量配合及电压分配而随便安装防雷器，比如仅仅在设备前端装设一只防雷器，由于没有前级保护，强大的雷电流将被吸引到设备前端，致使防雷器残压超过设备绝缘强度。这要求防雷器必须按层次性原则安装。 

　　6.在另外的一些情况下，错误的安装将使设备得不到有效保护。过长的防雷器连接线、防雷器工作时，连接线上由感抗引起的电压将极高，加在设备上的仍会危险电压，这个问题在末级防雷器的应用中更加明显。解决这个问题的方法是采用短的连接线，也要以采用两要以上分开的连接线以分担磁场强度，减少压降，单线加粗连接线是没有什么效果的。必要时可通过改变被保护线的布线，使其靠近等电位连接排（接地点）以减少连接线长度。 

　　防雷器输出线和输入线、接地线靠近、并排敷设。这种情况对串并式防雷器的影响比较严重。当串并式电源防雷器的输出线（已保护的线）和输入线（未保护线）、地线靠近敷设，会使输出线内感应出瞬态浪涌，虽然其强度较原来小，但仍可能是危险的。解决这个问题的方法是将输入线、地线与输出线分开敷设或垂直敷设，尽量减少并行敷设的长度，拉开敷设的距离。 

　　防雷器接地线没有与被保护设备的保护地相连，即采取单独的防雷接地。这将使被保护线与设备保护地之间在瞬态时存在危险电压，解决这个问题的方法是防雷器的接地应与设备保护地相连。 

光耦合器的性能特点 

    光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端完全实现了电气隔离，抗干扰能力强，使用寿命长，传输效率高。它广泛用于电平转换、信号隔离、级间隔离、开关电路、远距离信号传输、脉冲放大、固态继电器（SSR）、仪器仪表、通信设备及微机接口中。由于光电耦合器的输入阻抗与一般干扰源的阻抗相比较小，因此分压在光电耦合器的输入端的干扰电压较小，它所能提供的电流并不大，不易使半导体二极管发光；由于光电耦合器的外壳是密封的，它不受外部光的影响；光电耦合器的隔离电阻很大（约1012Ω）、隔离电容很小（约几个pF）所以能阻止电路性耦合产生的电磁干扰。线性方式工作的光电耦合器是在光电耦合器的输入端加控制电压，在输出端会成比例地产生一个用于进一步控制下一级的电路的电压。线性光电耦合器由发光二极管和光敏三极管组成，当发光二极管接通而发光，光敏三级管导通，光电耦合器是电流驱动型，需要足够大的电流才能使发光二极管导通，如果输入信号太小，发光二极管不会导通，其输出信号将失真。在开关电源，尤其是数字开关电源中，利用线性光耦合器可构成光耦反馈电路，通过调节控制端电流来改变占空比，达到精密稳压目的。 

    光耦合器的技术参数主要有发光二极管正向压降VF、正向电流IF、电流传输比CTR、输入级与输出级之间的绝缘电阻、集电极-发射极反向击穿电压V（BR）CEO、集电极-发射极饱和压降VCE（sat）。此外，在传输数字信号时还需考虑上升时间、下降时间、延迟时间和存储时间等参数。 

    电流传输比是光耦合器的重要参数，通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流IC与直流输入电流IF的百分比。其公式为： 

    采用一只光敏三极管的光耦合器，CTR的范围大多为20%～300%（如4N35），而PC817则为80%～160%，达林顿型光耦合器（如4N30）可达100%～5000%。这表明欲获得同样的输出电流，后者只需较小的输入电流。因此，CTR参数与晶体管的hFE有某种相似之处。线性光耦合器与普通光耦合器典型的CTR-IF特性曲线，分别如图1中的虚线和实线所示。

    由图1可见，普通光耦合器的CTR-IF特性曲线呈非线性，在IF较小时的非线性失真尤为严重，因此它不适合传输模拟信号。线性光耦合器的CTR-IF特性曲线具有良好的线性度，特别是在传输小信号时，其交流电流传输比（ΔCTR＝ΔIC/ΔIF）很接近于直流电流传输比CTR值。因此，它适合传输模拟电压或电流信号，能使输出与输入之间呈线性关系。这是其重要特性。 

    使用光电耦合器主要是为了提供输入电路和输出电路间的隔离，在设计电路时，必须遵循下列原则：所选用的光电耦合器件必须符合国内和国际的有关隔离击穿电压的标准；由英国埃索柯姆（Isocom）公司、美国摩托罗拉公司生产的4N××系列（如4N25 、4N26、4N35）光耦合器，目前在国内应用地十分普遍。鉴于此类光耦合器呈现开关特性，其线性度差，适宜传输数字信号（高、低电平），可以用于单片机的输出隔离；所选用的光耦器件必须具有较高的耦合系数。 

线性光耦合器的产品及选取原则 

    线性光耦合器的典型产品及主要参数见表1，这些光耦均以光敏三极管作为接收管。

    在开关电源的隔离中，以及设计光耦反馈式开关电源时必须正确选择线性光耦合器的型号及参数， 除了必须遵循普通光耦的选取原则外，还必须遵循下列原则： 

    1、光耦合器的电流传输比（CTR）的允许范围是50%～200%。这是因为当CTR＜50%时，光耦中的LED就需要较大的工作电流（IF＞5.0mA），才能正常控制单片开关电源IC的占空比，这会增大光耦的功耗。若CTR＞200%，在启动电路或者当负载发生突变时，有可能将单片开关电源误触发，影响正常输出。 

    2、若用放大器电路去驱动光电耦合器，必须精心设计，保证它能够补偿耦合器的温度不稳定性和漂移。 

    3、推荐采用线性光耦合器，其特点是CTR值能够在一定范围内做线性调整。 

    上述使用的光电耦合器时工作在线性方式下，在光电耦合器的输入端加控制电压，在输出端会成比例地产生一个用于进一步控制下一级电路的电压，是单片机进行闭环调节控制，对电源输出起到稳压的作用。 

开关电源中光电耦合器电路的设计 

    在图2的开关电源中我们采用的电压环进行闭环调节实现输出电压的稳定输出，选用NEC公司的PS2501光电耦合器作为输入采样、反馈信号、输出驱动与单片机之间隔离器件，一方面光电耦合器可以起到隔离两个系统地线的作用，使两个系统的电源相互独立，消除地电位不同所产生的影响。另一方面，光电耦合器的发光二极管是电流驱动器件，可以形成电流环路的传送形式，电流环路是低阻抗电路，对噪音的敏感度低，提高了系统的抗干扰能力，起到了电磁兼容和隔离抗干扰的作用，不会因为电路中的高频电流的电磁干扰对单片机产生干扰，同时消除了电磁干扰而引起开关管误触发造成的损坏，而且线性度也比较好。所以在图2中，单片机与模拟电路分别使用相互独立的电源，COM1与COM2是两个不同的电源地，以消除模拟电路对单片机的干扰。

    TL431是一个基准电压稳压器电路，它可以作为低温度系数的可编程参考放大器使用，允许灌入电流大100mA。在TL431内部是一个2.5V的基准电压，因而它的参考端输入电压可由直流输出电压的分压来提供，可使它呈现优良的工作状态。它具有很低的输出噪声和仅为50ppm/C的温度系数。用来作参考基准电源十分理想。在图2中电阻R11和电容C6组成的阻容网络在实际应用电路中是必不可少的，它主要用于品率补偿。 

    为了彻底阻断干扰信号进入系统，不仅信号通路要隔离，而且输入或输出电路与系统的电源也要隔离，即这些电路分别使用相互独立的隔离电源。对于共模干扰，采用隔离技术，即利用变压器或线性光电耦合器，将输入地与输出地断开，使干扰没有回路而被抑制。在开关电源中，光电耦合器是一个是非重要的外围器件，设计者可以充分的利用它的输入输出隔离作用对单片机进行抗干扰设计，并对变换器进行闭环稳压调节。

关键词：整流；变频电源；电磁场快速铸轧；电磁感应器 

1  引 言 

    铝电磁场快速铸轧技术是一项集机、电、材料一体化的高新技术。其基本原理是将电场及磁场应用于铝的连续铸轧过程。在铝连续铸轧过程中输入新的起伏变化的能场。以多维变化的能场驱动铝合金产生微观无序流变。使铸轧铝带坯产生新的优良组织结构[1,2]。电磁场快速铸轧系统的“电磁场部分”由电磁场感应器和电源两大部分组成。在电磁场感应器的线圈中通入频率、幅值和相序按一定规律变化的低频交流电流，以达到预期的电磁力，从而改变铝板的组织 。 

2 铸轧特种电源的主电路方案 

    产生特殊复合磁场的电磁感应装置是铝电磁场快速连续铸轧的关键技术之一，电磁感应装置内部的线圈采用了独特的结构。为适应这种特殊结构设计，提高系统的可靠性，获得更满意的铸轧效果，在传统 AC／AC变频主电路的基础上，对铸轧特种电源的主电路进行了改进和创新。 

    图1示出传统单相 AC／AC变频电路的结构形式。电路由P组和N组反并联的晶闸管变流电路构成。P组和 N组变流器均采用相控整流电路。P组工作时，负载电流 为正，N组工作时， 为负。让两组变流器按一定的频率交替工作，负载就得到该频率的交流电。改变两组变流器的切换频率，就可以改变输出频率 ；改变变流电路工作时的控制角。即可改变交流输出电压的幅值[3]。 

    图2示出铸轧特种电源主电路的特殊结构形式。L，L′是电磁感应装置内部绕在同一个铁心上的两个负载线圈。P组和 N组变流器均采用三相桥式全控整流电路。P组工作时，在线圈  中得到正半波电流，N组工作时。在线圈L′中得到负半波电流。把流过同一铁心上两个线圈的电流相加，相当于在负载线圈中通入了一个完整的铸轧特殊电流波。图2的特殊主电路结构形式“解开”了 P组和 N组输出之间的电气连接．不存在环流使电源短路的问题 ，控制起来更简单，铸轧效果更好，安全性和可靠性也得到很大提高。 

3 控制方案 

    在铝电磁场快速连续铸轧技术中，对电磁感应线圈产生的复合电磁场真正起作用的是铸轧特殊电流波形．因此．选择电磁感应线圈中的电流作为铸轧特种电源控制系统的被控变量，采用电流控制型AC／AC变频的方案。图3示出铸轧特种电源控制方案原理框图。根据给定铸轧特殊电流波的基波电流幅值Im、基波电流频率 和各次谐波含有率HRIx，铸轧特殊 电流波形发生器即可产生所需要的波形。由于波形发生器输出的波形正负半波对称，因而可以采用单极性输出，其输出r（k）与霍尔电流传感器测得的电流实际值y（k）比较后得出偏差e（k），送给智能控制器．智能控制器作为铸轧特种电源闭环控制系统的电流调节器 ACR，控制电磁感应线圈中的电流．使之根据给定波形变化。

4 MATLAB仿真思路和结果 

    为使设计的三相特殊变频电源能够选择合适的电路参数．以保证其工作的性能指标，采用MATLAB系统中的Simulink工具对整个系统进行了仿真设计。由图3可见，采用传统的控制系统建模方法很难精确描述其中的晶闸管整流环节。MATLAB系统中的SimPowerSystems模块分别提供了晶闸管模块和触发模块，利用这些现成的模块库可搭建出精确的仿真模型。首先建立了基于改进的AC／AC变频主电路的单相变频器仿真模型，然后将3个输入电流彼此差 的单相变频器仿真模型组成一个三相变频仿真模型。

4．1 单相交流变频器的建模与仿真

    图4 示出单相交流变频器的建模。系统的主要子模块有：三相交流电源、反并联的晶闸管三相全控整流桥、同步电源及6脉冲触发器、电流调节器ACR、逻辑切换装置。 

4．1．1电流给定 

    铝电磁场快速连续铸轧技术要求在基波的基础上能够任意叠加高次谐波．随着叠加的谐波分量的不同．可以得到不同的铸轧特殊电流波形。系统的给定是基波与高次谐波的叠加．采用基波、3次谐波和5次谐波的叠加。 

4．1．2 控制部分 

图5示出控制部分的仿真模型。

    （1）电流调节器ACR 调解器采用增量型PI算法，其编程算式如下：

    此时，可由 计算出控制器的输出信号，因为新的控制器输出是由其上一部的输出加上一个增量△uk构成。 

    （2）逻辑控制器DLC在系统中，DLC是一个核心装置，其任务是：在正组晶闸管桥（正桥P）工作时开放正组脉冲 ，封锁反组脉冲；在反组晶闸管桥（反桥N）工作时开放反组脉冲，封锁正组脉冲同。 

4．2 三相变频器的建模与仿真 

    3个移相控制信号，即A相电流给定、B相电流给定、C相电流给定为 3个相位互差 的正弦调制信号。3个变频控制器A，B，C和6个RL负载共同构成了三相 AC／AC变频器．电磁感应器的特殊结构决定了每个单相 AC／AC变频器正组和反组分别对负载线圈供电。 

4．3 仿真结果 

    仿真中需调整波形发生器的频率及谐波含有率、变压器参数、PI调解器参数、整流滤波参数、负载RLC参数、晶闸管参数等。经过计算和调整各相关参数，得到了比较理想的接近正弦波输出的电流波形。

    图6是在给定频率为13Hz，3次谐波HRI3=20％，5次谐波HRI5=5％情况下得出的三相正组负载电流ixp和反组负载电流 ixN（ X=A，B，C）的MATLAB仿真。仿真结果表明，三相 AC／AC变频器的输出波形接近于正弦调制波形，改变正弦调制波频率时，三相AC／AC变频器输出频率也随之改变，实现变频。

5 实  验 

    当以电感线圈作为负载时，系统的给定为正弦波。或为基波与高次谐波的迭加，正反桥交替工作，同一铁心上的两个线圈中交替流过半波电流。图7所示为一个线圈中流过的电流波形，图 7a为给定频率f= l3H。HRI3= HRI5=0时的输出毛流波形，图7b 为f= l3H。HRI3=20%， HRI5=5%时的输出电流波形。通过现场调试及各项参数检测，系统运行稳定、可靠，控制效果好。

6 结  论 

    通过对铝电磁场快速铸轧的特种电流控制系统的MATLAB仿真表明。基于传统AC／AC变频的新型变频电路可以满足电磁感应器对电流的特殊要求，使得实际中的控制系统设计简单化。在具体设计开发过程中，如果能利用MATLAB软件中的Simulink仿真工具进行仿真设计，不但可以最大程度地降低设计成本，而且还可以很方便地仿真各种可能参数情况下的设计性能，所以利用 MATLAB软 件中的Simulink仿真工具进行仿真设计，应该而且必然将成为变频电源设计的主要工具。对控制系统所进行的试验表明，系统可以按照设定参数及控制规律稳定运行，控制精度高，动态性能好。

参考文献 

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[3] 胡崇岳．现代交流调速技术[M]．北京：机械工业出版社，1998． 

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[5] 陈伯时．电力拖动自动控制系统（第2版）[M]. 北京：机械工业出版社．1999．

    采用变频电源调速，一是根据要求调速用，二是节能。它主要基于下面几个因素： 

    1） 变频调速系统自身损耗小，工作效率高。 

    2） 电机总是保持在低转差率运行状态，减小转子损耗。 

    3） 可实现软启、制动功能，减小启动电流冲击。 

    在采用变频电源调速时，需从工艺要求、节约效益、投资回收期等各方面考虑。如果仅从工艺要求、节约效益考虑，下面几种情况选用变频调速较有利： 

    F根据工艺要求，生产线或单台设备需要按程序或按要求调整电机速度的。如：包装机传送系统，根据不同品种的产品，需要改变系统传送速度，使用变频调速可使调速控制系统结构简单，控制准确，并易于实现程序控制。 

    F用变频调速代替机械变速。如：机床，不仅可以省去复杂的齿轮变速箱，还能提高精度、满足程序控制要求。

    F用变频调速代替用闸门或挡板调整流量适于风机、水泵、压缩机等。例如：锅炉上水泵、鼓风机、引风机实行了变频调速控制，不仅省去了伺服放大器、电动操作器、电动执行器和给水阀门（或挡风板），而且使得整个锅炉锅炉控制系统得到了快速的动态响应、高的控制精度和稳定性。 

    20世纪70年代后，大规模集成电路和计算机控制技术的发展，以及现代控制理论的应用，使得交流电力拖动系统逐步具备了宽的调速范围、高的稳速范围、高的稳速精度、快的动态响应以及在四象限作可逆运行等良好的技术性能，在调速性能方面可以与直流电力拖动媲美。在交流调速技术中，变频调速具有绝对优势，并且它的调速性能与可靠性不断完善，价格不断降低，特别是变频调速节电效果明显，而且易于实现过程自动化，深受工业行业的青睐。 

    1. 交流变频调速的优异特性 

    1） 调速时平滑性好，效率高。低速时，特性静关率较高，相对稳定性好。 

    2） 调速范围较大，精度高。 

    3） 起动电流低，对系统及电网无冲击，节电效果明显。 

    4） 变频电源体积小，便于安装、调试、维修简便。 

    5） 易于实现过程自动化。 

    6） 必须有专用的变频电源|稳压器，目前造价较高。 

    7） 在恒转矩调速时，低速段电动机的过载能力大为降低。 

    2. 与其它调速方法的比较 

    交流电动机的调速方法有三种：变极调速、改变转差率调速和变频调速。其中，变频调速最具优势。这里仅就交流变频调速系统与直流调速系统做一比较。 

    交流拖动本身存在可以挖掘的节电潜力。在交流调速系统中，选用电机时往往留有一定余量，电机又不总是在最大负荷情况下运行；如果利用变频电源调速技术，轻载时，通过对电机转速进行控制，就能达到节电的目的。工业上大量使用风机、水泵、压缩机等，其用电量约占工业用电量的50%；如果采用变频电源调速技术，既可大大提高其效率，又可减少10%的电能消耗。 

　　单片机构成的监控系统广泛应用在工业自动化装置、生产过程控制和仪器仪表等各个领域。单片机应用于工业环境时，工作场所不仅有弱电设备，而且有更多的强电设备;不仅有数字电路，而且有许多模拟电路，形成一个强电与弱电、数字与模拟共存的局面。高速变化的数字信号有可能形成对模拟信号的干扰。此外，在一些强电设备，如：通信电源中往往还有电感、电容等储能元件，当电压、电流发生剧烈变化时就会形成瞬变噪声干扰。瞬变噪声频谱宽、能量大，对电子器件的危害很大，也是导致设备故障停机的主要原因。

　　由于单片机应用环境往往比较恶劣，干扰严重，这就要求单片机应用系统既有较强的抗干扰能力。尽管我们采取了硬件抗干扰措施，但由于干扰信号产生的原因很复杂，且具有很大的随机性，难免保证系统完全不受干扰。因此，通常在硬件抗干扰措施的基础上，采用软件抗干扰技术加以补充，作为硬件措施的辅助手段。

　　2　干扰信号对单片机各部分的影响

　　单片机属于数字系统，各逻辑部分都有相应的阈电平和噪声容限，外来噪声只要不超过逻辑元件的容限值，系统就能正常运行。然而一旦侵入系统的噪声超过了容限，干扰就会被逻辑器件放大、整型，于是产生误动作。假如干扰改变了触发器或存储器的信息，即便干扰消除了，系统也无法恢复正常运行。

　　(1)运算部件和控制器

　　CPU属高速数字器件，其中容易受到干扰的有运算部件和控制器。运算部件实现数据的各种运算、处理和传送操作，而控制器时单片机的神经中枢。噪声的存在有可能导致CPU错误地执行指令、控制寄存器中的数据被改写，从而产生误动作或得到错误的结果，甚至引起系统瘫痪。

　　(2)程序计数器PC

　　单片机系统受干扰后最典型的故障是程序计数器PC的状态被破坏，导致程序无法按正常的顺序执行，在地址空间内“乱飞”，结果往往时陷入“死循环”。因此，程序计数器PC属于重点防范对象，它出错时必须尽可能早地发现并采取补救措施。

　　(3)特殊功能寄存器SFR

　　SFR对CPU非常重要，它实质上是一些具有特殊功能的RAM单元，包括各种I/O寄存器、片内部件工作方式寄存器，以及堆栈指针、数据指针等。SFR传递数据的速率非常高，能够与CPU的运行密切配合。若某个SFR被干扰信号改写，则意味着程序运行结果异常，轻则改变单片机内各部件的操作控制，重则导致整个系统的输出紊乱，引发故障甚至安全事故。因此，对于与程序有关的SFR内容必须提供及时有效的保护。

　　(4)各类存储器MEMORY

　　单片机的存储器包括片内存储器和片外扩展存储器。其中，程序存储器(EEPROM或EPROM或FLASH)的抗干扰性能最好，CPU内部的数据存储器(片内RAM)抗干扰性能也较好，而片外扩展数据存储器(片外RAM)的抗干扰性能就相对较差。因此，在干扰信号较强的环境中运行的单片机，其较持久和重要的数据应当保存在片内RAM中，在扩展RAM中只宜保存临时数据，否则应当采用软件措施在应用程序中进行数据恢复。

　　3　软件抗干扰技术

　　软件抗干扰技术是当系统受干扰后时系统恢复正常运行或输入信号受干扰后去伪求真的一种辅助方法，因此软件抗干扰是被动措施，而硬件抗干扰是主动措施。软件抗干扰技术所研究的主要内容，其一是采取软件的方法抑制叠加在模拟输入信号上噪声的影响，如数字滤波技术;其二是在因干扰而使运行程序发生混乱，导致程序乱飞和陷入死循环时，采取使程序纳入正轨的措施，这些措施可以由软件单独实现，也可以采用软硬件相结合的方法来实现。

　　对于已进入单片机的噪声，必须采取对应措施，尽量维持系统功能，避免导致严重后果。如果CPU已产生误动作或和存储器内容已被误修改，则应通过在应用程序中加入必要的代码进行自恢复。通常的软件抗干扰措施有：数字滤波方法、输入口信号重复检测方法、输出端口数据刷新方法、软件拦截技术(指令冗余、软件陷阱)、“看门狗”技术、发生故障时的自恢复等。以下是几种常用的方法：

　　(1)主动初始化

　　首先要保证上电或复位后软件能够正确地对单片机及其外围器件的各种功能、端口或方式、状态等实现初始化设置，其次在程序每次使用某功能单元前，都要尽可能地对相应的控制寄存器进行必要的设置。事实证明，这一措施能够大大提高系统对入侵干扰的自恢复性能。

　　(2)指令冗余化

　　程序指令在执行当中或锁存后，都有被噪声修改的可能，这会导致控制失效甚至引发事故，因此对重要指令应多次反复执行，这样就能纠正干扰造成的错误。对于频率不高的采集数据，应在一定时间内多次采集后进行滤波处理;对于向外输出的控制指令，应多次重复执行以确保输出控制信号的可靠性。通常，可以把重要指令设计成定时执行的模块，这样在整个程序的循环运行过程中可以反复得到执行，即便干扰信号改变了指令内容，也能及时自动恢复正常，尽量减少因故障造成的损失。

　　(3)数据冗余化

　　在干扰较大的环境中，将数据冗余备份，可以大大增加系统的纠错能力。对于重要数据应采用多备份，并增加专用于数据检查和恢复的代码。从可靠性角度出发，应尽量采用片内SRAM保存重要数据，当片内SRAM容量不够时，也可以考虑扩展外部非易失性SRAM作为数据存储器，这种芯片抗干扰性能很好，但价格较高。

　　(4)软件“看门狗”技术

　　又称程序监视技术，就是不断监视程序循环运行时间，若发现超过已知的循环设定时间，就强迫程序返回到入口处，使系统运行重新纳入正轨。其基本思路是：在主程序中对T0中断服务程序进行监视;在T1中断服务程序中对主程序进行监视;T0中断监视T1中断。从概率观点，这种相互依存、相互制约的抗干扰措施将使系统运行的可靠性大大提高。

　　4　应用实例

　　通信电源系统的单片机软件运行在电磁干扰很强的环境中，尤其是整流模块机内监控软件运行在高频大功率整流模块内部，除了要求硬件设计抗干扰能力强以外，软件也要能够具备足够的抗干扰自纠错能力。

　　中兴智能通信电源系统正是在充分的硬件抗干扰设计基础上又恰当运用了软件抗干扰设计措施，抗受住了各种严格的可靠性检验，以优异的性能和质量获得了国际和国内用户的广泛好评，也赢得了荣誉。主要的软件抗干扰措施包括以下方面：

　　(1)物理定时器

　　物理定时器是单片机系统正常工作的前提，为避免干扰导致其工作异常，在主程序循环中检查其工作是否正常，若不是则重新初始化，倘若多次初始化仍无法恢复，则复位整个单片机系统。

　　(2)消息缓冲区

　　单片机系统通过产生、获取和处理消息来完成所需的各项功能，因此消息缓冲区是否正常直接关系到整个软件的正常运行。程序正常运行时，多数时候消息缓冲区内没有消息，但干扰存在时有可能会改变消息缓冲区中的数据，使得总有处理不完的消息存在。利用这一特点，可以判断消息缓冲区是否正常并决定是否需要重新初始化。

　　(3)虚拟定时器

　　对于程序中的周期型虚拟定时器，如：扫描键盘定时器、数据采集定时器、处理通讯定时器等，为避免因干扰造成定时时长被改变，就应该经常对其检查，出错时重新设置。

　　(4)液晶LCD

　　液晶是人机交互界面，也是最容易受到外界干扰的部分。程序中经常检查LCD是否工作正常，若不正常则重新初始化LCD和各菜单。

　　(5)A/D转换器和数据滤波

　　数据采集的正确与否直接影响到告警判断、输出控制等重要功能，程序中经常检查A/D转换器是否正常产生，若不是则需要复位。此外，所有的模拟量和开关量采集都要在多次采集的基础上进行滤波，得到的采集结果才准确可靠。

　　(6)串口通讯

　　UART中断是正常接收、发送的前提，程序中应对中断服务程序进行检查，防止因干扰导致的中断服务程序异常。

　　通常，接收缓冲区采用环形结构，理论上在这段时间内整流器最多收到CSU下发的一个数据包，然而考虑到消息缓冲区中同时有多个消息等待处理的情况，可能通讯处理会存在短暂的延时，这样底层接收缓冲区中的数据包就可能不止一个，但从实验结果来看一般不会超过三个。这样，系统调度程序每次定时调用通讯处理进程时都检查一下底层接收缓冲区中的数据包个数是否大于5个，若是则认为出错，重新设置通讯虚拟定时器并重新初始化UART和通讯缓冲区数据。

　　当采用RS485通讯时，由于是半双工方式，总线上的任一设备不能长时间处于发送状态而独占总线。为保证收发控制端不被干扰，程序中必须经常对其进行检查，一旦出现异常就应强制恢复为接收状态并初始化UART和通讯缓冲区数据。

　　(7)参数

　　参数是软件正常运行的重要保证，如果出错将直接影响到数据采集、告警判断和输出控制等重要功能。通常，它们被保存在EEPROM中，为保证可靠，采用增加校验和多备份保存的方式。每次读取参数时，必须判断校验是否正确。一个备份区中的参数如果无效，就读取其它备份区的参数。

　　(8)RAM中的数据

　　为避免RAM在受到外部干扰时数据出错，定时对RAM中的重要数据进行校验，发现错误时及时予以纠正。

　　(9)输出控制

　　通信电源单片机系统对外输出的控制信号不仅有开关量，有时还有模拟量。为防止干扰对输出控制信号的改变，所有的输出控制信号都应该周期性地给出，反复刷新。

　　5　参考文献

　　《单片机应用系统抗干扰技术》 王幸之等编著 北京航空航天大学出版社

    【星岛网讯】：位于以色列南部的沙漠城镇俾什巴，12月31日遭哈马斯发射的火箭弹击中，据以色列《耶路撒冷邮报》报道，不具名国防部官员证实，这枚火箭弹为中国制。

　　报道说，火箭弹射程为40公里，类似于前苏联时期所制的卡秋沙式火箭弹型的122厘米火箭弹，两年前第二次以黎战争期间，真主党曾密集使用轰击以色列北部城镇。

　　以色列国防部发言人卓尔表示，初步了解，极可能为哈马斯向国际军火自由市场购得，辗转偷渡至加沙境内，且国际军火自由市场贩卖的武器，通常皆经过好几手才落入买家手中。他说，以色列与中国并未就此事相互沟通，毕竟哈马斯持有的火箭弹类型林林总总，包括俄罗斯制等，少说有17国，但最主要还是来自伊朗与叙利亚的奥援。

　　中国大使馆新闻发言人陆京说，两年半前的第二次以黎战争期间，真主党曾发射中国制岸对舰导弹，击中以色列军舰曾引发关注。他表示，事后双方进一步沟通后，对于类似事件的处理已有一定程度的默契。即使中国为军火输出国，但军火工业为中国的国营企业，如何出口、输出给谁等，都有严谨的把关程序与作业流程，不可能轻易流入他人之手。

　　陆京说，不过若中国制军火辗转由他国转卖至其它国家，之后再逐一转卖，以致于经过多手被其它组织或集团取得，非中国方面所能掌握。

　　报道表示，四枚于本周命中俾什巴的火箭弹，内含许多金属球，可由爆炸点向外散射100公尺远，此型火箭弹也曾射向加沙附近的阿什杜德以及阿什克隆。

引言

    电磁兼容（EMC）是指电子设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。随着电子产品越来越多地采用低功耗、高速度、高集成度的 LSI 电路，而使得这些装置比以往任何时候更容易受到电磁干扰的威胁。而与此同时，大功率家电及办公自动化设备的增多，以及移动通信、无线寻呼的广泛应用等，又大大增加了电磁骚扰源。这些变化迫使人们把电磁兼容作为重要的技术问题加以关注。特别是欧共体将产品的电磁兼容性要求纳入技术法规，强制执行 89/336/EEC 指令，即规定从 1996 年 1 月 1 日起电气和电子产品都必须符合 EMC 要求，并加贴 CE 标志后才能在欧共体市场上销售以来，促使了各国政府从国际贸易的角度，高度重视电磁兼容技术。

    开关电源具有体积小、重量轻、效率高的优点，且市场上已有开关电源集成控制模块，这使电源设计、调试简化了许多，所以，在大多数的电子设备（如计算机、电视机及各种控制系统）中得到了广泛的应用。然而，开关电源自身产生的各种噪声却使其成了一个很强的电磁骚扰源。这些骚扰随着开关频率的提高、输出功率的增大而明显地增强，对电子设备的正常运行构成了潜在的威胁。因此，只有提高开关电源的电磁兼容性，才能使开关电源在那些对电源噪声指标有严格要求的场合被采用。

电磁兼容包括两个方面的含义。

   （1）电子设备或系统内部的各个部件和子系统、一个系统内部的各台设备乃至相邻几个系统，在它们自己所产生的电磁环境及在他们所处的外界电磁环境中，能按原设计要求正常运行。换句话说，它们应具有一定的电磁敏感度，以保证它们对电磁干扰具有一定的抗扰度 (Immunity of a Disturbance) 。

   （2）该设备或系统自己产生的电磁噪声 (Electromagnetic Noise － EMN) 必须被限制在一定的电平，使由它所造成的电磁干扰不致对它周围的电磁环境造成严重的污染和影响其他设备或系统的正常运行。

    众所周知，构成电磁干扰有三个要素，即：骚扰源（噪声）、噪声的耦合途径及噪声接收器（被干扰设备）。因此，概括电磁兼容设计的任务就是要削弱骚扰源的能量，隔离或减弱噪声耦合途径及提高设备对电磁干扰的抵抗能力。下面就以反激式（ Flyback ）电路为例，讨论小功率单级 PFC 电路的电磁兼容性设计。

1 骚扰源的分析

    如图 1 所示，在小功率DC／DC变换器中，主要的骚扰源是电磁感应噪声和非线性开关过程噪声。这都是由于功率变换电路中的整流二级管和功率开关管在工作过程中所产生的电压和电流的跃变，并通过高频变压器、储能电感线圈以及电路中的元件布局和器件本身自带的寄生参数之间相互作用而造成的。

图 1 反激式功率因数校正电路图

    换句话说，电路中产生的所有干扰问题的根源，就是功率开关管和高频整流二极管在快速的开断过程中所产生的di/dt 和dv/dt 。所以，在电路设计的初期，即进行电路方案的选择时就应着手考虑EMC问题。在各方面条件成熟和允许的情况下，对于主开关管的设计应采用软开关电路（例如中功率电路当中广为采用的移相全桥电路等），这样不但可以极大地减小开关管的开关损耗，而且有助于降低电路中的 di/dt 。而在开关频率的选择上也不是越高越好，而是应当选取合适的频率。还有，由开关管和高频二极管以及输出电容构成的回路应尽量地小，因为回路小寄生电感就小了。在开关管和高频二极管开通和关断的瞬间会产生很大的 di/dt ，如果寄生电感大了就会感应出很高的电压，这样就形成了一个大的骚扰源。另外，高频二极管在关断的时候会出现反向恢复的情况，这也是一个很大的骚扰源。我们必须注意削弱它，以免影响电路的正常工作，为此可以给高频二极管串一个小的电感，抑制高频二极管的反向恢复电流。但是这个电感不能大，因为在高频下 di/dt 很大，也会引入一个骚扰，因此必须折中。

    另一个产生电磁感应噪声的主要骚扰源是脉冲变压器。在反激式电路中，由于原副边绕组耦合系数不为1，变压器存在着一定的漏感L _s 。当开关关断时， L _s 所产生的反电势－L _s di/dt 会使开关管的漏源极之间的电压出现上冲。这是因为L _s 上的能量—— 漏磁通不能通过变压器耦合到副边进行释放，因此，这部分能量同开关管的寄生电容C _s 和输入电源V _in 共同构成一个衰减的LC 谐振，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰。这个尖峰噪声实际上是尖脉冲，除了造成干扰外，重者有可能击穿开关管。而且它还是一种传导性电磁干扰，既影响变压器的初级，还会使干扰传导返回配电系统，造成输入侧电网的电磁干扰，从而影响其它用电设备的安全和经济运行。

    和开关管一样，电路当中的脉冲变压器也存在高频率的 di/dt 变化，也会向空间辐射高频的电磁波，干扰其他的元器件和设备。为此也应当想法将变压器这些高频电磁波屏蔽掉。

    对于电磁场而言，电场分量和磁场分量总是同时存在的。所以，在屏蔽电磁场时，必须对电场与磁场同时加以屏蔽。高频电磁屏蔽的机理主要是基于电磁波穿过金属屏蔽体产生波反射和波吸收的机理。电磁波达到屏蔽体表面时，之所以会产生波反射，其主要原因是电磁波的波阻抗与金属屏蔽体的特征阻抗不相等，两者数值相差越大，反射引起的损耗就越大。反射波还和频率有关，频率越低，反射越严重。而电磁波在穿透屏蔽体时产生的吸收损耗则主要是由电磁波在屏蔽体中的感生涡流引起的。感生的涡流可以产生一个反磁场抵消原干扰磁场，同时，涡流在屏蔽体内流动产生热损耗。

2 电磁兼容的设计

    电磁兼容性设计包括电路选择、元器件的选择、滤波、屏蔽、接地、布局等。

2.1 软开关技术

    选择零电压开关、零电流开关谐振技术或其他软开关技术。在零电压谐振变换器中，功率开关上的电压波形为准正弦，dv/dt 小；在零电流准谐振变换中，流过功率开关的电流为准正弦，di/dt 小，这样就可以减小EMI 电平。因为，干扰频谱窄，且集中在谐振频率附近，易于滤波器的设计。

    要特别注意降低功率开关的di/dt 与dv/dt 和减小整流二极管噪声的缓冲电路的设计。

2.2 滤波

    滤波是抑制干扰的一种有效措施，尤其是在对付传导干扰方面，具有明显的效果。欲削弱传导干扰，把EMI电平控制在有关EMC标准规定的极限电平以下。除抑制骚扰源以外，最有效的方法就是在开关电源输入和输出电路中加装EMI滤波器。在滤波电路中，选用穿心电容、三端电容、铁氧体磁环，能够改善电路的滤波特性。EMI滤波器如图 2 所示。

图 2 输入 EMC 滤波器原理图

    这种EMI滤波器既能抑制共模干扰又能抑制差模干扰。它是开关电源EMI滤波器的基本网络结构，其中L ₁和L ₂ 是绕在同一磁环上两只独立线圈，匝数相同，有相同方向的同名端，称之为共模电感线圈或者共模线圈。L ₃ 与 L ₄ 是独立的差模抑制电感，C ₁ 、C ₂ 和C ₃ 是电容器。如果把该滤波器一端接入干扰源，负载端接上被干扰设备，那么L ₁ 和C ₁ ，L ₂ 和C ₂ 就分别构成了两对独立端口间的低通滤波器，用来抑制电源线上存在的共模 EMI 信号，使之衰减，并被控制到很低的电平上。L ₃ 及L ₄ 形成的独立差模抑制电感和电容C ₃ 组成了一个低通滤波器，用来抑制电源线上存在的差模EMI信号。

    适当的设计或选择合适的滤波器，并正确地安装滤波器是抗干扰技术的重要组成部分，具体措施如下。

    1 ）在交流电输入端加装电源滤波器，其电路图如图2 所示。其中L ₃ ，L ₄ 和C ₃ 用于抑制差模噪声，L ₁ ，L ₂ ，C ₁ 和C ₂ 用于抑制共模噪声。所有的电源滤波器都必须接地，因为滤波器的共模旁路电容必须在接地时才起作用。一般的接地方法除了将滤波器与金属外壳相接之外，还要用较粗的导线将滤波器外壳与设备的接地点相连，接地阻抗越小滤波效果越好。另外，滤波器应尽量安装在靠近电源入口处，避免干扰信号从输入端直接耦合到输出端。

    2 ）在电源输出端加输出滤波器。加装高频电容，加大输出滤波电感的电感量及滤波电容的容量，可以抑制差模噪声。如果把多个电容并联，效果将会更好。

    在使用滤器器的时候 , 我们还必须注意以下几点。

    1 ）滤波器必须有良好的屏蔽，屏蔽体与电源良好搭接。

    2 ）输入滤波器应装在输入端口处，输出滤波器应装在输出端口处，并远离内部电磁发射很强的电感器、功率开关等。若可能的话，尽可能作为一个独立部件与电源合理连接。

    3 ）滤波器的输入、输出线不能交叉，应采用屏蔽线或相互间设置屏蔽层。

    4 ）滤波器内部的元件，自身要进行良好的电磁屏蔽和接地处理，以免流过滤波器接地导线的短路电流造成有害电磁辐射。

    5 ）滤波电感的铁芯最好采用罐型或者环型，若用其他形状可加短路环或磁屏蔽。线圈采用单层或分段式绕法，小电流时可采用蜂房绕制的多层线圈。共轭线圈不能采取双线并绕，应是对称的两个独立线圈。

    6 ）应选用高频特性好的电容器。

2.3 接地

    必须注意电路中的接地问题，因为公共阻抗耦合主要通过公共地阻抗进行。如果接地没有处理好，可能会对电路引入很大的地干扰，从而使电路不能正常工作。以Boost 电路为例，如果 MOSFET 的S极接地没有处理，也就是说G 极、S 极、PWM 信号和地之间构成地回路很大的话，电路就不能正常工作，有时候PWM信号无法驱动MOSFET ，这就是通过公共地阻抗给Boost电路引入了一个很大的干扰。因此，在使用通用板子来布电路的时候，必须注意这些细节，S 极与地之间的导线要尽量短。使用通用板子时，尽量用粗一点线来作为地线，还有，能够连在一起的地应尽量连在一起，接地点尽量粗一点，还可以尽量加粗地线宽度，减少环路电阻。若地线很细或者接地点很小，接地电位则随电流的变化而变化，使抗噪声性能变坏。使用通用板子时，还必须注意功率电路的地对信号地的干扰。

2.4 变压器的设计

    为了尽可能地减小变压器的电磁噪声，就要使其原边绕组和副边绕组的耦合系数尽可能接近 1 ，从而减小漏磁通，达到减小漏感的目的。这就需要在变压器的设计上下功夫，使原边绕组和副边绕组尽可能地靠近，同时和磁芯也要尽量靠近，这样漏磁通就会减到最小。根据这个原则，最好的绕法就是原边和副边交叉并绕，这样能达到使漏电感最小的目的。但是在实际应用中，变压器还要考虑原副边之间的高压隔离，所以实际当中更多应用的是“ 三明治 ”的夹心绕法（如图3 所示），即绕一层原边，绕一层副边，再绕一层原边，或者一层副边，一层原边，最后一层副边，这就能使原副边之间的耦合更好，减少漏感，减少由于漏感引起的电磁感应噪声。（设计导线线径的时候，除了应当考虑通过的电流大小和趋肤效应之外，还应当力争让导线将每层都铺平，而不要出现稀疏的两三匝的现象，只有这样，原副边的耦合效果才能进一步提高）。图4给出了实验波形图，从图4可知，用夹心绕法绕制的变压器，MOSFET上的振荡小了很多。

图 3 变压器的夹心绕法图

图 4 MOSFET 的 D 、 S 之间的波形

    为了减少变压器的辐射干扰，制作变压器的屏蔽层时，常采用的方法是在变压器的线包和磁芯外表面包上一层薄薄的铜皮。为了能减小原副边的分布电容，还可以在变压器的初、次级绕组之间加一层静电屏蔽。具体的作法是在绕制完初级绕组后，包上一层0.02 ～0.03mm 厚的薄铜皮，铜皮的始端和末端必须有3 ～5mm 长的重叠（重叠部分必须相互绝缘）。为了保证静电屏蔽达到预期的目标，关键是从工艺设计上减小漏电容C _s 和接地阻抗Z 的大小，如下图5 所示。

图 5 变压器原副边的经典屏蔽

3 其他减少电磁干扰的方法

3.1 元器件的布局

    在设计电路时，通常骚扰源和受扰电路由于受到工作条件的限制而难以避免。这时，应尽量将相互关联的元器件摆放在一起，以避免因器件离的太远而造成印制线过长所带来的干扰；再者将输入信号和输出信号尽量放置在引线端口附近，以避免因耦合路径而产生的干扰。

3.2 散热片的安装

    考虑到可能恶化电路运行状态的功率器件发热问题，可以给功率器件安装散热片，既能散热，又可以减小电磁噪声。为了使功率开关管和散热器能有良好的热传导，常在功率开关管与散热器之间抹上导热性能良好的绝缘硅胶（为了保证有良好的绝缘，常常还在中间垫绝缘垫片，防止散热片带电）。这些硅胶和绝缘垫片相当于在功率管和散热片之间串联了耦合电容C _k 。因此，功率开关管在快速开断时产生的电磁噪声就会通过C _k 耦合到散热片上面。从防止各个开关管之间的噪声相互串扰的角度来考虑，最好是每个功率管用一个独立的散热片，而不是几个功率开关管公用一个散热片。

4 结语

    随着电子产品的电磁兼容性日益受到重视，抑制开关电源的EMI提高电子产品的质量，使之符合有关标准，已经成为人们越来越关注的问题。本文对反激式功率因数校正电路的骚扰源进行了分析，同时给出了相应的解决方案，另外，还对此电路的电磁兼容的设计进行了详细的分析。

一、通信用高频开关电源的发展

　　１、技术发展

　　九十年代初，相控电源占主导地位，可能很多人还对那笨重的机架、硕大的工频变压器记忆犹新。高频开关电源的应用为电信建设带来了崭新的气象，先进的技术是高频开关电源得以迅速推广的重要因素。

　　高频开关电源最早采用的是脉宽调制（ＰＷＭ）技术，它的特点是用２０ｋＨｚ的脉冲控制开关变换器，效率可达７０％，体积小，重量轻，相对于线性电源，是技术上的一大突破。之后，新型高频功率半导体器件，功率ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ的开发使开关电源向高频化发展，开关频率可达３００－４００ｋＨｚ，从而获得更高的功率密度。但是在硬开关模式下，开关过程中电压上升／下降和电流上升／下降波形交叠产生损耗，且随着开关频率的增高而加大，于是软开关技术、准谐振技术的研究形成热点，重心就是减少这种波形的重叠，实现零电压／零电流开关。我国已将其应用于６ｋｗ通信用高频开关电源中，效率达９３％。

　　有源功率因数校正技术（ＡＰＦＣ）的开发，提高了ＡＣ－ＤＣ开关电源功率因数，既治理了电网的谐波"污染"，又提高了开关电源的整体效率。控制技术的进展，如电流型反馈控制方法，使开关电源动态性能有了很大提高。新型磁材料和新型变压器的开发，新型电容器和ＥＭＩ滤波器技术的进步，专用集成控制芯片的研制成功，使开关电源小型化，并提高了ＥＭＣ性能。微处理器监控的应用，提高了电源的可靠性，也适应了市场对其智能化的要求。

　　总之，回顾开关电源技术发展史，我们可以看到，高效率、小型化、集成化、智能化、高可靠性是大势所趋，也是今后的发展方向。

　　２、生产发展

　　在通信电源领域，民族产业一直占有举足轻重的地位。在开关电源应用的起步阶段，很多生产厂家采取的都是小作坊式的生产模式，经过十余年的不懈努力，逐步向大规模生产转化，产品也从单一品种走向系列化。现在，中国已形成一批上亿元、甚至１０亿元以上产值的电源企业，有些产品已进入国际市场。１９９１年国内通信电源投资额为人民币０．８亿元，到１９９５年增加到１０亿元，到１９９元、甚至１０亿元以上产值的电源企业，有些产品已进入国际市场。１９９１年国内通信电源投资额为人民币０．８亿元，到１９９５年增加到１０亿元，到１９９８年增加到３０亿元，１９９９年全国通信电源市场容量为３５亿元以上。从１９９１年到１９９９年增长４３倍，发展速度惊人。中国电源市场竞争和发展的结果必然促进产业内部的分化和组合，优胜劣汰，形成一批强大的企业主导市场。加入ＷＴＯ后，国内市场国际化，今后市场的竞争将是质量的竞争、技术的竞争、人才的竞争、服务的竞争。企业要坚持高起点、高标准，千万不能急功近利。

　　３、市场发展

　　市场需求是电源产业发展的强大推动力。九十年代初，通信领域开始引入高频开关电源时，只是４８Ｖ／１０Ａ、４８Ｖ／２０Ａ模块组成的小系统，１９９５、１９９６年进入了一个大发展时期，装机容量５年就扩大了三、四倍，出现了５０、１００、２００Ａ模块组成的几千安培的大系统。１９９９年固定网相控电源的改造约６－８亿元，新建交换、传输等网络的配套电源约５－７亿元，这说明程控交换机配套电源市场已经趋于平稳。移动通信紧接着成为发展热点，１９９９年比１９９８年新增移动用户约２４００万，新建移动基站约２．４万个，配套电源约２０亿元，２０００年的发展步伐更快。近两年，接入网的建设吸引了大量投资，截止到２０００年６月３０日，中国上网用户已达１６９０万，上网计算机数为６５０万台，而现在的接入网设施远未满足需求，接入网电源市场的发展潜力和空间巨大，丝毫不亚于移动通信电源的市场。

　　４、标准制订

　　九十年代初，高频开关电源的应用刚刚在电信行业起步，适时颁布的《通信用高频开关整流器》和《通信局（站）电源系统总技术要求》等标准对指导生产、服务用户起到了重要作用，为高频开关电源在电信行业的迅速推广也起到了积极作用。随着市场的扩大，用户对电源智能化程度的要求越来越高，有关通信电源集中监控的标准相继被推出。随着技术不断进步，经验逐渐积累，我们深感行业标准急需修订，技术指标需要改进，测试方法需要完善，内容需要增加，例如动态响应、电磁兼容等，为把好产品质量关提供更可靠的依据。

二、对技术指标的探讨

　　１、杂音

　　ＹＤ／Ｔ７３１－９４《通信用高频开关整流器》中对杂音的要求比较全面，包括峰峰值、宽频、电话衡重和离散杂音，但由于与杂音这一术语相近的名词较多，如果不了解它们的对应关系，就会产生疑问。峰峰值杂音是用足够带宽的示波器测量的，是波形最大与最小值之差。宽频杂音是利用带通滤波器截取一定带宽内的杂音而测得的真有效值。电话衡重杂音是通过电话衡重网络后的宽频杂音，主要衡量对通话话音质量的影响。离散杂音是用选频电平表或频谱分析仪测得的单一频率上的幅值，较大值多出现于开关频率的倍频点上。ＩＥＣ标准中提出"周期和随机漂移"（ＰＡＲＤ）一词，定义周期部分为纹波，随机部分为噪声，纹波与开关频率的谐低低频段的杂音却是通过调整回路而不是滤波回路来解决的，电压调整速度快，动态响应好，低频段杂音就小。

　　２、功率因数和谐波电流

　　为了减小市电干扰对电源测试的影响，一般测试时被测电源都接在净化电源上，而我们发现有的电源接在净化电源上工作时，电压失真度、谐波电流比较大，功率因数小，换到市电时，功率因数却提高了。在实际应用中，高频开关电源有接到柴油发电机组的情况，并不总是接市电，所以有必要分析这种现象的成因，利于生产厂家改进。从表面上看，被测电源接在市电上工作正常，接在净化电源上不行，那么，一定是净化电源出了问题，其实不然，根源还是在被测电源上，关键就是被测电源工作时产生的谐波电流太大。市电电源内阻很小，吸收谐波电流的能力很强，所以没有造成很大的电压失真，功率因数也比较高，而净化电源的内阻以及柴油发电机组的内阻不能忽略不计，它们吸收谐波电流的能力有限，就会造成大的电压失真，功率因数就小，但如果被测电源的功率因数校正部分做得很好，功率因数很高，工作时产生的谐波电流就不会超出净化电源的吸收能力。实际当中，通过提高柴油发电机组的容量以提高吸收谐波电流的能力就意味着加大成本，所以根本的解决办法还是改进开关电源的功率校正电路，降低谐波电流，减小对电网的污染和能量损耗。

　　３、动态响应

　　动态响应是评定开关电源稳定性的重要指标，超调量和恢复时间受到电流阶跃量、电流变化率和允差带的影响，而行业标准中仅对电流阶跃量做了限定，使得实际应用中可操作性不强。开关电源的输出回路中或测试连接回路中必然存在一定电感，而电流变化率和电感的乘积将产生一定的感应电势。因此，电流阶跃并不是理想的，总存在一定的斜率，如果不规定电流变化率，测量结果就缺乏可比性。在美国工业标准中一般取电流变化率为２Ａ／μｓ或５Ａ／μｓ。另外，还应统一测试方法，若用空气开关手动控制负载的突加突减，空气开关的抖动时间就已经超过了恢复时间的要求，致使测量结果不准确，所以应采用可控制电流变化率的电子开关来通断负载。

1. 正向导通损耗

    二极管的正向导通损耗可由下式求出：

    P_diode.F=V_FI_Fd

    式中 V_F――二极管正向导通压降；

    I_F――二极管的正向导通电流；

    d――二极管工作的占空比

2. 反向恢复损耗 

    肖特级二极管的反向时间很短，反向损耗可以忽略不计。正向电流流过二极管时导致 P 区积累了大量的电子， N 区积累了大量的空穴。当二极管承受反压时，并不会立即关断，相反地这些电荷的存在会在反方向上产生一个大的电流，该电流迅速地降到零，电流变化的过程如下图所示。反向恢复电流峰值I_RRM 和反向恢复电荷Q_RR 的大小依赖于正向导通电流I_F 和电流下降的变化率 ^di/dt。 

    反向恢复电流的存在导致了二极管内的关断损耗。在t_a 时间内二极管的正向压降很小，这部分的损耗可以忽略不计；在t_b 时间内损耗可以使用下式进行估计。

    P_diode,rec=(0.5I_RRMt_b)V_Rf_s

    式中I_RRM为二极管的反向恢复峰值电流；t_b是从二极管的反向电流峰值时刻起到达经过反向电流峰值和 0.25 倍的反向电流峰值的直线过零的时刻结束时所对应的时间；

    f_s为二极管的工作频率。

    (0.5I_RRMt_b)f_s可以理解为反向恢复电流在一个开关周期内的平均值。

                                                                                图 1 二极管的关断过程 

    一些厂家的规格书中直接就提供了I_RRM或Q_RR 随I_F和的变化的曲线，使用时可以直接查找符合使用条件的I_RRM或Q_RR。如上图所示，用三角形的面积近似等效反向恢复电流包围的面积，可得到I_RRM和Q_RR之间的关系如下式所示。 

    而大多数厂家提供的都是在一定温度和电流变化率di/dt条件下，t_rr、t_a、t_b随正向导通电流I_F变化的曲线。由上图可以看出，在固定的di/dt条件下，反向恢复电流经过t_a的时间到达反向恢复电流的峰值，由此可以计算出反向恢复电流峰值    I_RRM。

    I_RRM=(di/dt)t_a

    式中t_a是二极管的电流从零到达反向电流峰值时所对应的时间。

3. 二极管的断态损耗

    一般来说，二极管的截止损耗在总功耗中所占的比例很小，可以忽略不计。唯一例外的是肖特基二极管，它的热态截止电流较高 。断态损耗可以由最高结温下的漏电流和反向电压计算得到。

    P_{diode,off-state}=I_RV_R(1-d)

    式中 I_R――二极管的漏电流；

    V_R――二极管的反向电压；

    d――二极管的导通占空比。

    总的最大功率损耗为

    p_TOT=P_diode,F+P_diode,rec+P_{diode,off-state}

    对于 TVS 和 ZENER 二极管，属于小功率器件，功率误差较小，实际应用时参照规格书的损耗值进行损耗估算。

功率半导体二极管的设计一般考虑以下几点：

    1) 考虑二极管正向平均电流的转折温度，为确保器件工作的可靠性，对二极管的电流和电压进行降额设计。一般是先估算电路中二极管的通态电流和反向电压，选取时留有 1.5 ～ 2 倍的裕量。

    2) 正向压降应小，以减小正向导通损耗，提高效率，尤其是在大电流，低频率的工作电路中。

    3) 反向恢复电流峰值要小，与之相关的反向恢复时间要小。

    值得注意的是反向恢复时间的选择问题：不同厂家的测试条件不同，对应同一二极管的反向恢复时间 t_rr 也不相同。比较合理的选择方法是看平均正向电流I_F 和反向恢复电流的峰值I_RM 的比值，如图 Fig1 所示；

Fig1 t_rr 、 t_a and t_b Waveforms and Definitions

，比值越大对应的 t_rr 也越大。

    4) 正向恢复电压峰值要小，尤其是在使用超快恢复管的场合。

    5) 反向漏电流小，尤其是在高压高结温的场合。

    6) 对功率二极管进行设计时，如果有 FUSE 保护时，还要考虑 diode 的I²t与 FUSE 的 I²t相配合。

    7) 根据要求的电流工作范围确定二极管T_c 温度范围及其封装形式和散热方式。

    8) 对功率半导体二极管进行串并联设计时，应遵守的原则如下：

二极管的串联 ：

    二极管的串联应用一般用在开关管的续流二极管的场合中。串联时，需要注意静态反向截止电压和动态反向截止电压的动态分布。

图 2 二极管串联的电路

    在静态时，由于串联各元件的截止漏电流具有不同的制造偏差，导致具有较小漏电流的元件承受了最大的电压。如果承受最大电压的二极管具有很多的裕量，则无必要在线路中采用均压电阻，只有当截止电压大于 1200V 的元件串联时，才有必要外加一个并联电阻。假设截止漏电流不随电压变化，同时忽略电阻的误差，则对 n 个具有给定截止电压 V_r 的二极管串联电路，我们可以得到一个简化的计算电阻公式

    式中 V_m 是串联电路中电压的最大值,ΔI_r 是二极管运行在最高温度时漏电流的最大偏差。可以 做一个充分安全的假设：

ΔI_r=0.85I_rm

    式中I_rm 是最高温度下的漏电流，一般厂商都会在规格书中给出。

    根据估计，电阻中的电流大约为二极管漏电流的 6 倍。经验表明：当流经电阻的电流大约为二极管漏电流的 3 倍时，该电阻的值已经是足够的。但即使这样，电阻中仍会出现可观的损耗。原则上动态电压的分布不同于静态电压分布。如果一个二极管 pn 结的载流子消失得比另一个要快，那么它也就更早地承受电压。如果忽略电容的偏差，那么 n 个给定电压值 V_r 的二极管串联时，可以采用一个简化的计算并联电容的方法。

    式中ΔQ_RR 是二极管存储电量的最大偏差。可以做一个充分安全的假设：

ΔQ_RR=0.3Q_RR

    式中Q_RR 为功率半导体二极管的反向恢复电量。

    上式成立的条件是所有的二极管均出自于同一个制造批号。ΔQ_RR 由半导体制造商给出。除了续流二极管关断时出现的存储电量之外，在电容中存储的电量也同样需要由正在开通的开关管（如 IGBT ）来接替。因此，总的储存电量值可能会达到单个二极管的存储电量的两倍。 一般来说，二极管的串联电路并不多见，在高截止的二极管能被采用时，一般不用串联方案。

    唯一例外的是，当应用电路要求很短的开关时间和很低的存储电量时，这两点正是低耐压二极管所具备的，可以采用低耐压二极管串联使用。当然通态损耗也会跟着增大，使用时应当权衡考虑。

二极管的并联 ：

    二极管并联时要求通态电压的偏差应尽可能的小。一个判断二极管是否适合并联的重要参数是其通态电压对温度的依赖性。

具有负温度系数的二极管 ：

    如果通态电压随温度的增加而下降，那么二极管就具有负的温度系数。由于二极管总是存在一定的制造偏差，所以在二极管并联时，一个较大的负温度系数则有可能产生温升失衡危险。即温升较高的管子将流过更多的电流，从而产生更高的温升，如此形成正反馈最终导致一个管子承受更大的电流，另一个管子承受很小的电流。因此在实际应用中一般不推荐具有负温度系数的二极管并联使用。如果在应用中不得不采用二极管并联使用时，要考虑并联二极管的热耦合现象。即并联的二极管通过基片或通过并联在一块散热片上进行热耦合。一般对于较弱的负温度系数来说，这类热耦合足以避免具有最低通态电压的二极管走向温升失衡。但对于负温度系数值较大（ >2mV/K ）的二极管来说，还应降额使用。

具有正温度系数的二极管：

    如果通态电压随温度的增加而增加，那么二极管就具有正的温度系数。在典型的并联应用中这是一个优点，因为较热的二极管将承受较低的电流，从而导致系统的稳定。

图 3 不同类型二极管的通态压降对温度的依赖性

左：全电流范围内负温度系数

右：额定电流以上为正温度系数，额定电流以下为负温度系数

电路所需器件和开发工具

    系统的主电源选择低静态电流、输出1.25V~5.5V可调的降压型调节器MAX1692，它可以提供最大600mA的电流。MAX1692评估板提供了一个经过验证的电路布局和推荐输入电容、输出电容和电感量。MAX1692反馈引脚电阻网络的偏置由低功耗、12位DAC提供，MAX5302可以提供2.5mA的负载驱动。DAC基准电压为2.5V。电压调节器输出电压由低功耗、12位ADC(MAX1286)读取， MAX1286能自动关断，可以在转换之间减少电源消耗。ADC基准由高精度5V电压基准MAX6126 提供。ADC和DAC均采用SPI口通信。高精度电压基准包括输出检测和地检测引脚，将其连接到ADC的基准和地引脚。这样可以保证ADC具有最高准度的基准电压。

                     图1 降压转换器调整VOUT使FB引脚的图1降压转换器调整VOUT使FB引脚的

    微处理器选择高速的8051兼容微处理器DS89C420，使用32MHz晶体。该微处理器的绝大多数指令为单指令周期，可以运行在32MIPS。处理器可以由J1口在线编程(见图3)。DS89C420/430/440/450系列用户手册介绍了如何通过PC串行通信口，利用微软的超级终端(HyperTermina)下载固件。处理器固件用C编写并可使用免费的Sourceforge Small Devices C编译器(SDCC)编译。

图2 供电系统的模拟部分产生一路负载可达600mA、1.25V~5V可调的高准确度输出电压

图3  供电系统的数字部分需要一个稳定的5V电源(与模拟部分共用)，数字部分通过逐位控制的SPI接口与DAC、ADC通信。串行收发器(U8)从PC接收VOUT设定值，J1提供MCU的在线编程。

模拟电路设计

    为计算电阻网络中的R1、R2和R3 (见图2)，先假设流入FB引脚的电流(IFB)可以忽略(MAX1692规格表给出的最大值为50nA)，设R2为49.9kΩ。FB引脚电压为1.25V，电流I2为25mA，远高于50nA，证明忽略IFB的决定是正确的。最后，计算R1和R2：

(1)
DAC输出电压(VDAC)为最大值2.5V时，降压调节器的输出(VOUT)应该为最小值1.25V。代入式1：

第一项为零，得到R3为50 kΩ。当VDAC 为最小值0V时, VOUT 应该为最大值5V。代入式1 ：

得到R1值为75kΩ。
ADC采集VOUT并将其通过SPI接口传送给MCU，形成闭环数字控制。

数字电路设计

    DAC和ADC由逐位控制的SPI总线和MCU通信。MCU是主器件，而DAC和ADC是从器件。MCU的5个引脚分别作为SCLK、MOSI、MISO、CSADC(ADC片选)、CSDAC(DAC片选)。总线上的器件共用SCLK，为达到最高通信速度，使用32MHz的晶体供给MCU系统时钟。MCU通过PC串口接收VOUT值。MAX3311是RS-232收发器，将RS-232电平转为TTL/COMS电平。

布局考虑

    使用宽的引线连接所有无源器件(旁路电容、补偿电容、输入电容、输出电容和电感)与降压转换器。这些元件和FB引脚的电阻网络应尽可能靠近降压转换器，以减小PCB引线电阻和噪声干扰。降压转换器处需要大面积的覆铜，以降低IC在重负载下的工作温度。可以参考MAX1692评估板。为保持信号完整性，必须尽可能将模拟信号线和数字信号线隔离开。将DAC和ADC靠近降压器放置，用短线连接所有模拟信号。数字信号在另一方向连接到MCU。尽可能将电压基准靠近ADC，提供电压基准的电压反馈线用较短的隔离线连接到ADC的REF 和GND引脚，以保证ADC的转换精度。

    必须确保MCU下方没有高速信号线。同时，32MHz时钟晶体尽可能靠近MCU的输入引脚。如同所有PCB布线一样，不允许存在90°引线转角，所有IC电源都用0.1μF陶瓷电容旁路，并且尽可能地靠近供电引脚安装。

软件

    本系统MCU软件通过PC串口获取要设定的VOUT，对应由ADC采样得到的降压转换器输出电压。由于MCU是8位总线，而ADC是12位分辨率，将字节左移4位(相当于乘以16)，4位最低有效位置零。软件用C编写，可从Maxim网站下载。

图4  波形显示了负载电流为1mA时，降压转换器输出电压(VOUT)和DAC的输出电压(VDAC)。图a为VOUT从4.5V到1.5V变化时的VOUT和VDAC波形；图b为VOUT从1.5V到4.5V变化时的VOUT 和 VDAC波形

图5. 波形显示了负载电流为350mA时，降压转换器输出电压(VOUT)和DAC的输出电压(VDAC)。图a为VOUT从4.5V到1.5V变化时的VOUT和VDAC波形；图b为VOUT从1.5V到4.5V变化时的VOUT 和 VDAC波形

测试结果

    即便是满负载，该系统也可以正确地将转换器的输出电压控制在设定电压的1% 误差内。由ADC得到的反馈可以补偿负载变化、失调和输出电压漂移，以准确控制输出电压。图4a和图4b是电源电压在1mA负载时的性能，图5a表示VOUT和VDAC在VOUT 由4.5V转变到1.5V时的变化，图5b为VOUT和VDAC在VOUT 由1.5V转变到4.5V时的变化。从中可以看出VOUT的下降速率比上升速率慢很多。这是由于输出大电容放电所致(见图2的C16)。转换器可以非常快地对电容充电，但负载没有办法使电容快速放电。注意电压的变化速率非常接近，因为350mA负载可以使电容足够快地放电。这样,一个足够大的负载可以使VOUT以同样速率增加或减小。

    虽然电压可以准确控制，但测试结果也提醒我们系统存在的某些问题，图4a显示反馈系统会上冲或下冲。这是由软件程序循环的占用时间引起的。图4a显示VOUT达到设定值之前,VDAC增大到它的最大值。当VOUT最后达到设定值，VDAC必须减小，降低DAC输出电压需要时间，这导致VOUT下冲。理想情况下，VDAC必须和VOUT以同样速度变化，但是，在系统负载达到一定水平之前无法实现这一平衡。该系统需要100μs，用以调整大的输出电压变化，因为软件需要在ADC采样后逐位改变VDAC。为了使VOUT从5V变到1.25V，MCU必须让12位DAC的电压增加4,095次，同时对VOUT 采样4,095次，每次ADC采样都需要耗费采样时间和转换时间。

　　由于线性电源的局限性，越来越多的工程师使用开关技术来设计音频系统的电源。迄今为止，开关电源依然不得不依赖于大规模过度设计来维持平稳的输出电压，而且设计要从短时高峰值负载条件下的小型输出级电路考虑起。然而，专门从事功率转换 IC 业务的芯片公司 Power Integrations研发了一种新的设计方法，该设计方法结合先进的高压技术，使这种过度设计成为了历史。

　　Power Integrations公司利用其PeakSwitch IC产品系列PKS606P开发设计出一个电源参考设计(如图1所示)。电路的中心是 8引脚 DIP 封装的 PeakSwitch PKS606P (U1)，这样可以最大限度地降低峰值功率所需的散热片的成本及尺寸。