一种双端USB电源开关电路的设计-电力电子网

1 引言

　　介绍了一种用CMOS工艺实现的双端 USB电源开关控制电路, 着重阐述了电路内部自动进行工作电压欠压检测控制、过热和过流限制等一系列保护调整电路的工作原理及实现方法, 并对一个用于建立内部参考电压的带隙(Band gap)基准源进行了分析。在版图设计中, 提出了一种优化的具有超低导通电阻的开关控制管拓扑结构。计算机模拟表明, 整个设计获得了预期的结果。

　　随着计算机技术及通技术的不断发展，计算机外部接口的信息传输速度太慢、连接手续以及必须断电接入等矛盾曰益突出。为了有效提高计算机外部设备的连接效率，Intel公司提出了一种新颖的通用串行通信总线USB，它大大提高了外设接口的带宽(高达12Mbps)，增加了可同时支持的外设数目(可以同时串接127台外设)，并具有“热插拔”功能。总线技术的不断发展，出给各种总线的电源管理带来了许多新课题。

　　单片集成电源开关电路，由于具有能与微处理器直接接口及能驱动大电流负载等优点，而被广泛应用在工业自动控制、计算机外围设备等诸多领域。本文在此基础上提出了一种适用于USB总线等电源管理的具有低开关导通电阻(总的输出导通电阻小于95 )及多种内部保护功能的CMOS单片集成电源开关电路。

2 电路结构和基本工作原理

　　设计的双端USB电源开关电路的结构如图1所示。整个电路含有两组独立的电源开关;两组由内建的2MHZ时钟驱动的电压泵;两组独立的用于电路使能控制的逻辑控制单元和故障信号输出电路。

　　电路内部还特别设计有包括工作电压欠压检测保护、过热和过流限制在内的一系列保护电路单元。另外, 为了在电路工作时能给内部其它单元提供精确、低漂移的参考电压, 电路内部还设计了一个高精度的带隙(Band-gap)基准参考源。电路工作时, 电压泵在内建2MHz时钟信号控制下, 产生一个加在电源开关输出管M 9A(B)栅极的高驱动电压, 使开关关输出管处于总的输出导通电阻小于 95 (VN<0.5V)的导通状态。同时, 电压泵的工作状态被设计成可控结构, 这使电压泵在控制开关输出管工作状态的同时, 能有效地控制电源开关的上升、下降时间, 从而减小了开关期间的电流浪涌及相应的电磁干扰。在电路正常工作时, 一旦发生负载电流过大或输出短路, 内部电路结温过高或输入工作电压低于规定指标等情况, 电路内部的保护单元将起相应的保护作用, 并同时通过电路相应的一个开漏逻辑输出端OCA(B)输出一个逻辑低电平, 以示电路内部故障的产生。电路还具有通过外加的使能信号对整个电路的工作状态加以控制的功能。当电路的一个使能端INABLEA(B)输入逻辑低电平时, 电路将通过内部的控制单元去关断相应一组的电压泵和电源开关管M9A(B) 的驱动; 当电路的两个使能端被同时输入逻辑低电平时, 电路将进一步通过控制单元关断内部的高频振荡发生电路等单元, 使整个电路电流小于 10uA。此电路使能输入电平能与TTL和CMOS两种逻辑电平相兼容。整个电路的两组开关输出由电路内部包括电压泵在内的两个单独的控制部分分别加以控制, 从而有效地实现了双端输出电源开关控制的功能, 大大增加了电源开关电路使用的灵活性。

3 电路内部保护单元

　　在电路内部, 设计有一组灵敏的工作电压欠压监测控制和过热保护电路以及过流限制电路。其结构如图2 和图3 所示。电路工作过程中, 一旦输入工作电压降到 3.2V以下时, 欠压监测控制单元(图2)中的M16和M17将被关闭，这将导致节点C的电压比参考点A的电压低, 这时比较器COMP-A输出低电平, 即FLAG信号由电路正常工作时的高电平变成低电平。此时, 由于门控管M33和M34 的作用, 比较器COMP-A输入端的参考电压变成B点

　　电压, 而低电平的FLAG信号则通过电路内部的使能控制单元去关闭内部的电压泵和开关输出管M9A(B)。一旦电路恢复正常工作电压，FLAG信号变成低电平，输出开关M9A(B)将自动导通。图4给出了实际设计的节点C的电压随电源电压变化的结果。

　　当电路内部由于短路等因素造成结温升高时, 由于PN结具有的负温度变化特性, 将使图2 中晶体管Q1的CE结电压随着结温的升高而降低。电路设计时正是利用了这个特性。设计为, 当结温升至大约180 °C时,C点的电压降到足以使比较器 COM P-A输出为低, 即FLAG信号由高变低, 进而去关断开关输出。同样, 由图2 线路得知, 此时比较器输入参考电压变成了B点电压; 当电路内部结温降到大约20 °C时, 比较器输出变高, 即 FLAG信号由低变高, 开关输出管M9A(B)将恢复导通状态, 而此时比较器输入参考电压重新恢复A点电压。在上述输入工作电压欠压或电路过热等情况引起FLAG信号以低电平输出时, 将同时导致电路开漏输出端OCA(B)输出一个低电平故障信号以示报警。

　　电路内部还设计了一组如图4 所示的限流型过流保护电路。一旦电路由于过载或短路而引起内部工作电流过大时, 将导致R1上的电压降超过比较器COM P—B 的参考电压 ,VDCREF，使比较器输出高电平,从而减小了电源开关M9A(B)的栅电压, 进而起到了限流保护作用。此电路设计为, 当输出电流大于112 时, 该保护电路起作用, 并保持在一种恒定输出模式。同样, 当过流限制单元检测到过流情况后,也会在开漏输出端OCA(B)输出一个低电平故障信号, 直到电路恢复正常工作为止。

4 带隙基准源及内部参考电压

　　一个理想的基准源, 其产生的直流基准电压值应不随温度而变化或变化极小。带隙基准源由于具有极小的温度变化系数、高电源噪声抑制等特性, 在现代模拟电路设计中被广泛应用。带隙基准源是通过一个与绝对温度成正比的产生电路 0.198mV/K)与具有负温度系数的VBE(-2mV/K)相作用而使最终产生的Vref几乎不随温度而变化, 即 Vref=VBE+K 3。其中, 是与电阻有关的放大系数。根据这个原理, 系统中设计了如图 5 所示的带隙基准源电路。线路中基于n阱工艺的两组纵向PNP晶体管, 取8∶1 的比例。取这个比例除了线路本身的考虑外, 还兼顾了版图设计的需要。在实际版图中,设计为 9 个拓扑结构相同的纵向PNP晶体管, 组成3×3 阵列, 外围 8 个并联, 这样更有利于克服由实际制造工艺和衬底材料均匀性及热平衡性能产生的偏差。在 8∶1 比例的电流密度情况下, 将产生 50mV左右的电压, 再通过对线路中R2、RX 的适当取值, 得到值约10 倍的放大(实际是 9.93)然后与VBE相叠加, 得到一阶温度效应下的零温漂参考电压值 Vref= 1.25 V (图 5 中OUT1端的输出电压)。建立起这个稳定的基准电压值之后, 再经过上述欠压监测控制和过热保护电路(图 2)中的电阻R1、R2和R3的适当分压后, 得到了所需的A点和B点的参考电压值。同样, 这个稳定的基准电压经图5电路中R4、R5的适当分压, 即得到提供给过流限制单元(图4)用的参考比较电压 , 此参考电压通过图5 中的OUT端输出。

5 输出开关拓扑结构的优化设计

　　整个电路最终通过一个NMOS FET作为开关控制管(图1中M9A和M9B)。由于本身具有一定的导通电阻, 所以输出控制电压VOUT受其影响有一个电压建立过程。为了有效提高开关效率, 必须设法降低输出MOS FET导通电阻。电路实际设计中, 为使最终的开关输出导通电阻达到 95 (VN=5V)的设计指标，并考虑到实际电路压焊时引入的接触电阻等因素的影响, 芯片中输出开关管M9A(B?)的导通电阻设计成50 左右。为了达到上述指标, 并根据实际工艺要求, 电路中此输出开关管的沟道宽长比设计成 75625195/1。版图设计时, 针对这个大沟道宽长比的特点, 提出了一种如图6 所示的优化的并联式蜂巢阵列结构。采用这种结构所设计的芯片, 其结构比用同样数目单元进行常规并联排列紧凑得多, 这相应地减少了芯片面积, 有效地提高了芯片的利用率。同时, 阵列中各单管的源、漏均同时用Meta1和Meta2 连接到紧邻阵列的电压输入PAD和开关输出PAD , 这更有利于提高电路开关时对大电流的承受能力及抗电磁干扰能力。

6 结论

　　本文提出了一种适用于USB总线电源管理的双端低输出导通电阻(总的输出导通电阻小于 95 )电源开关电路的实现方案, 并对包括片内保护电路及一个高精度带隙基准源在内的整个电路进行了设计。在版图设计中, 针对该电路具有的低输出导通电阻的特点, 设计了一种独特的并联式蜂巢阵列的开关控制管拓扑结构, 有效地减少了芯片面积, 提高了整个电路对大电流的承受能力和抗电磁能力。整个电路经过计算机性能模拟及芯片设计, 获得了预期结果。该电路除了适用于USB电源管理外, 还适用于诸如电池充电等其它许多具有热插拔特点的电源开关场合, 具有很高的实用价值。