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280W离线式半桥变换器
这种电源可以在分布式电源系统中应用。它可以为分布式电源系统提供直流28V的安全母线电压。这种电源要求交流输入端有一个切换开关，以适应ACl10V或AC240V供电系统，见图77。
技术指标
输入电压范围：AC90～130V，50／60Hz
AC200～240V，50／60Hz
输出电压：DC+28V，最大电流额定值10A，最小负载电流lA
输出纹波电压：50mV(峰峰值)
输出精度：±2％
成本目标：1000台批量时，单机50．00美元
“黑箱”预先估算
1．额定输出功率： po=28V×10A=280W
2．估计输入功率： pin(est)=280W／0.8=350W
3．直流输入电压(AC110V时要用倍压)
a．AC110V供电时：Vin(low)=2 ×1.414×AC90V=DC254V
Vin(hi)=2×1.414×AC130V=DC368V
b．AC220V供电时：Vin(low)=1.414×AC185V=DC262V
Vin(hi)=1.414×AC270V=DC382V
4．平均输入电流(直流)
a．最大平均值： Iin(max)=350W／DC254V=1.38A
b．最小平均值： Iin(min)=350W／DC382V=0.92A
5．估计最大峰值电流 Ipk=2.8×280W／DC254V=3.1A
设计决策
电源采用电流型控制的半桥电路拓扑，为了减小启动时的浪涌，加了一个软启动电路。电源要满足UL、CSA和VDE安全规程。
电源的工作频率定在100kHz，控制器IC选用MC34025P。
设计变压器(参考（英）Marth Brown磁性元件的设计～正激式变压器的设计)
磁心采用E-E型，这是因为在所有磁心中，这种磁心的绕线面积最大。为了通过VDE认证，要加许多绝缘层，这就要求增大绕线面积。双象限正激式变换器中，磁心可以不加气隙。磁心材料可以用3C8(铁氧体软磁性材料)或“F”材料(Magnetics公司)。在这种开关工作频率下，磁心所产生的铁损是可以接受的。
磁心尺寸的估算值大约是每一边1.3in(33mm)。最接近这一尺寸的磁心型号是F-43515。这里除了预定F-43515外，同时预定比这一尺寸大一号的F-44317，以防止绕组尺寸超过窗口面积。
如果选用F-43515型磁心：计算一次匝数时，要考虑电源刚开始启动时的一些情况：在刚开始工作的几个毫秒内，整个输入电压都加到一次绕组上。设计时要保证这段时间内变压器不会饱和。变压器要根据最高的环境温度和最大的交流输入电压来进行设计。一次绕组需要的匝数为
 37.7匝(取38匝)
注意：这样，Bmax在稳态工作时大约在1300～1500G之间。
 =4.97匝
由于E-E磁心不能有小数匝，所以取5匝。这样在最小输入电压时得到的最大占空比为
 X=94%
这个值还是合理的。
对于辅助绕组：
 =2.2匝
取2匝，因而二次电压就变为11．4V，这也是可以接受的。
线规：
一次绕组：#19AWG或采用其他相当规格的导线。
二次绕组：#12AWG或采用其他相当规格的导线。
辅助绕组：#28AWG
变压器绕线技术
变压器采用交错绕制的方法，一次绕组由4股#22AWG组成，二次绕组用5mil厚、0．5in(12mm)宽的铜箔。先把一次绕组的两股线绕在骨架上，接着再绕辅助绕组，绕好后放上三层lmil厚的聚酯薄膜胶带进行绝缘。然后再绕上二次绕组，加一层聚酯薄膜后再绕一次绕组的另外两股线。最后用至少两层聚酯薄膜胶带把绕组包扎起来。这些处理见图73。
选择功率半导体器件
1．功率开关管(参见（英）Marth Brown开关电源中黑箱的考虑和（英）Marth Brown功率开关和驱动部分的设计)
VDSS>Vin>DC382V，取500V
ID>Iin(av)>2.75A，取大于4A
选用IRF730器件。
2．输出整流二极管：
VR>2Vout=DC56V，取大于DC70V
IFWD>Iout(max)>10A，取20A
选用MBB20100CT二极管。
设计输出滤波器
1．最小输出交流滤波电感值(参见（英）Marth Brown磁性元件的设计～正激式滤波扼流圈的设计)
用LI2的方法确定MPP磁环的大小，可以选用P／N55930A2磁心，所需的匝数为
 =19.2匝(取20匝)
绕在磁环上的导线的线规全部为#12AWG，也可以用100股的编织线，以减小集肤效应。
2．最小输出滤波电容值(参见（英）Marth Brown输出级的设计)
用4个220μF铝电解电容并联，这样通过每个电容的纹波电流就小于3A。
3．设计输出直流滤波电感(参见（英）Marth Brown磁性元件的设计～直流滤波扼流圈的设计)
参考磁导率与直流偏置曲线(图22)，在可能的直流偏置下，所选择的磁 导率不能过分低。这里选择在磁场强度为40Oe时，相对磁导率μr大于60的磁心。
选用与上面磁心大小相同的磁心，用式(35)可以得到所需的匝数：
 =20．2匝(取20匝)
导线的线规要用#12AWG，但这种磁心用编织线绕制比较容易，所以这里选用编织线。要不然，这种情况下是没有必要用到编织线的。
设计栅极驱动变压器(参见（英）Marth Brown磁性元件的设计～基极和栅极的驱动变压器)
这种变压器的设计过程与正激式功率变压器相同。这里选用小的E-E磁心，并且用几层聚酯薄膜胶带把一次绕组和二次绕组隔离开。驱动变压器的电压应力与主变压器的电压应力相同，所以也要进行相应的绝缘处理。这些绝缘带可以防止MOSFET损坏时对控制电路造成影响。
这里用无气隙的P／N F-41808EC型E-E磁心。
1．确定一次绕组的匝数(用式3-20a、b或c，驱动变压器的设计与正激式功率变压器相同)
2．由于输入控制IC的电压大约为15V，所以把匝数比定为1：l，这样二次匝数也取11 匝。
绕制的时候，先绕一次绕组，然后加两层聚酯薄膜胶带，再把二次绕组的两股同时绕上，最后缠上两层聚酯薄膜胶带。所有绕组的导线的线规都用#30AWG
设计启电路(参见（英）Marth Brown启动和集成电路供电电路的设计)
开机启动电路与前面的例子相同。对于有小电压滞环的控制IC，比如MC34025，启动电路在发生过电流和启动时，要能提供控制IC和驱动MOSFET所需的全部电流。从主变压器提供一组辅助电压，它比在启动阶段的“调整”电压高，因而在正常工作时切断流过高损耗的集电极电阻的电流。这样在正常工作时，可以减少几瓦的损耗。
晶体管作为一个线性稳压器(大电流限制)，集电极上的电阻消耗了大部分的功率。由于在周围环境温度为+50℃时，晶体管消耗的功率大约为1W，所以要用T0-220封装，同时其阻断电压要大于DC400V。在这里用TIPS0就足够了。
集电极电阻的大概值(考虑到电压耐量，要用两个电阻串联)为
 =16.9kΩ
用两个电阻串联，每个8.2kΩ。
这些电阻上的功率损耗为
 =8.8W
如果用两个8.2kΩ、5W的电阻串联，这样损耗就分担在两个电阻上，可以保证电阻不会损坏。
基极电阻为
 =508kΩ (取510kΩ)
同样，为防止电阻因电压损坏(1／4W电阻，电压为250V)，用两个240kΩ、l／4W的电阻。
设计控制电路
整个控制策略为电流型控制。工业上常用的控制器为UC3525N或MC34025P。这些IC可以设置成电流型或电压型控制器，这里设置成电流型控制器。
振荡器频率的设置可以参照定时曲线，为了得到100kHz的工作频率，RT和CT，的值为
RT=7.5kΩ
CT=2200pF
设计电流检测电路
由于半桥电路中无法用电阻检测电流，所以在这个例子中用电流互感器检测主要电流波形。有些变压器制造商用环形磁心生产用于这种目的的电流互感器。电流互感器的二次绕组有50匝、100匝和200匝的。要根据控制IC工作需要来确定二次电压。电流互感器的输出为
VCT(sec)≈Vsc+2Vfwd=1.0V+2×0.65V=2.3V
选择100：l的电流互感器时，二次电流为
Isec=(Npri/Nsec)×Ipri=3.1A/100=31mA
把电流转化成电压所需的电阻为
Rsc=2．3V／31mA=75Ω
由于这个斜率补偿电路始终要通过一个电阻接地，为了改善这个电路，这里把电阻分成两部分，一个电阻加在电流互感器的二次侧，另一个加在整流器后，这两个电阻的阻值均为150Ω。当整流二极管导通时，这两个电阻的并联值就和设计的值75Ω一致了。在电流检测的输出端，要加一个前缘尖峰滤波器，为了使滤波器引起的信号延时在合理的范围，这里设计的RC参数是：电阻1kΩ，电容470pF。
斜率补偿器
所有的电流型控制器用在占空比超过50％的场合时，在电流波形上要加一个斜率补偿器，否则占空比超过50％时，系统会不稳定。通常把振荡器的波形加到电流波形上，使电流波形斜度增加，因而使电流检测的比较器提早翻转。另外，还有个经常被疏忽的问题，就是振荡器的带载能力。这里采用PNP管的射极跟随器来提高振荡器的带载能力。这部分电路见图74
斜率补偿器的设计只是定性的，最后在试验板上还要进行调整。为使电源系统稳定所加的斜坡电压，可以根据下面式子计算。其中Ai是接在变压器输出端和电流检测引脚间的降压比。
 =4.1×104V/s㈠
在最大的导通时间结束的时候，需要加到电流斜坡信号上的斜坡电压为
△Vr=4.1×104V/s㈡×4.25μs =0.174V
可以把连在射极跟随器和电流检测滤波电容之间的部分看成是一个电阻分压器。由于引脚7要增加一个0.17V的电压(通过一个1kΩ的电阻)，所以加在这一点的电流为0.17V／lkΩ，也就是170μA。PNP管到引脚7的耦合电容主要是把振荡波形叠加到电流斜坡中，所以有
 （取6.2kΩ）
㈠原文误为4.1×104V/μs。——译者注
㈡原文误为4.1×104V/μs。——译者注
设计电压反馈环
电压反馈环要使一次侧与二次侧隔离，这里用的是光隔离器隔离的方法。电压反馈电路见图75。
MC34025内部的误差放大器有个图腾柱输出，因此它的输出不容易被屏蔽掉。把这部分当作简单的电压跟随器，误差放大的功能完全由接在二次侧的TL431来实现。
电源二次侧中，把通过电压检测电阻分压网络的电流值设置为1mA(也就是每伏lkΩ)。用最接近的2.7kΩ电阻产生的实际检测电流为0．926mA。这样就很容易计算出上端的电阻R3：
 =27.54kΩ (取27kΩ)
用来给光隔离器和TIA31提供偏置电流的电阻阻值是由TL431工作所需的最小电流1mA决定的。如果流过分支的电流为6mA，这样偏置电阻R2的阻值为
=4016Ω (取3.9kΩ，1／4W)
在一次侧，光隔离器的输出晶体管是一个共发射极放大器。MOC8102典型的电流传输比为100％，误差为士25％。当TI_A31完全导通的时候，通过MOC8102的电流为6mA，这时晶体管已经进入饱和状态，所以集电极上的电阻R1为
 =783Ω (取820Ω)
到这里就完成了无补偿的电压反馈电路设计
设计电压反馈（参见（英）Marth Brown开关电源设计指南附录B 反馈补偿器）
电流型控制、正激式变换器具有单极点的滤波特性，最佳的补偿方法是用单极点、单零点的补偿器。
首先要计算控制到输出的特性。
开环时的系统直流增益为
用分贝来表示系统的直流增益为
GDC=20lg(ADC)=34dB
电源的负载最轻时，输出滤波器的极点位置最低。负载最轻时，负载的等效电阻为28V／1A，即28Ω，这样极点的最低位置为
 =6.5Hz
控制到输出特性上由于输出滤波电容ESR引起的零点位置可以由两种方法来确定：如果电容的数据手册上有ESR的确切值，零点位置就可以计算出来；如果没有，就用粗略估计方法来确定。用四个铝电解电容并联，使总的ESR只有每个电容ESR的1／4。在这个例子中，把零点位置估计在l0kHz。
根据（英）Marth Brown开关电源设计指南附录B 反馈补偿器的步骤，误差放大补偿器的极点和零点位置如下：
fez=ffp=6.5Hz
fep=fz(ESR)=10kHz
系统的闭环带宽fxo选择6kHz，当然带宽也可以达到15～20kHz。但是，在开关频率一半的位置上有一个双重极点，如果太靠近这个位置会减小闭环的相位和幅度裕度。
为了达到设计的闭环带宽，误差放大器所要增加的增益为
 =25.3dB
把这个值转换成绝对增益为
知道或确定了闭环特性上临界点的值后，就可以计算各个元件的参数(器件的物理量符号参见图75)。㈠
㈠原文误为图 69。——译者注
R4=AxoR3=18.4×27kΩ=496kΩ (取510kΩ)
设计整流器和输入滤波器电路
输入滤波电容的大约值用下式计算：
整流桥上所用的标准整流器件的电流容量要满足在低输入电压时产生的最大平均电流值。这个最大值在前面的黑箱设计阶段就给出了。所以这个整流器件的导通电流要大于2A，最小阻断电压为两倍的最高输入电压，也就是764V。可以选用1N5406。
设计输入EMI滤波器（参见（英）Marth Brown开关电源设计指南附录E 噪声控制和电磁干扰）
滤波器选用两阶的共模滤波器。由于工作频率为100kHz，所以在100kHz处所需达到的衰减定为-24dB。共模滤波器的转折频率为
式中Att——在开关频率处衰减的负dB值。
阻尼系数取不小于O．707是比较合适的，这样在转折频率处有一3dB的衰减量，就不会因振荡而产生噪声。另外，由于安全规程中是用LISN进行测试的，所用的输入阻抗为50Q，所以这里假设输入的阻抗也为该值。下面来计算滤波器的共模电感和“丫”联结的电容值：
在实际中，电容值并不允许取得这么大，能通过交流漏电流测试的最大电容值是0.05μF，只有计算值的50％，所以电感值要增大到200％，以维持相同的转折频率。这样电感值要取900μH，阻尼系数也变成了2.5，不过这个值还是可以接受的。最终的幅频和相频特性见图76，电路图见图77。
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