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低成本的28W PWM反激式变换器
应用场合
电源是给一块过程控制仪器供电，这款仪器的输入电源是由带隔离变压器的+24V电源提供，见66。
技术指标：
Vout：DC+5V，最大电流2A，最小电流0．5A。
DC+12V，电流0．5A。
DC-12V，电流0．5A。
DC+24V，电流0．25A。
Vin：DCl8～36V可调。
输入额定电压为DC+24V。
“黑箱”预先估计(参考（英）Marth Brown开关电源中黑箱的考虑)
Pout=5V×2A+12V×0．5A+12V×0．5A+24V×0．25A
=28W
Pin=Pout/ηest=28W／0.75
=37.3W
Iin(high)=Pin/Vin(low)=37.3W／18V =2.07A
Iin(op)=Pin/Vin(nom)=37.3W／24V=1.55A
从这个电流值可以看出，变压器一次绕组的绕线要用#18AWG的导线或采用其他相当规格导线。
Ipk  5.5Pout/Vin(min)=5.5×28W／18V=8.55A
电源的工作频率选为40kHz(即Ton(max)=12.5μs)
设计反激式变压器(参考（英）Marth Brown磁性元件的设计～反激式变压器的设计)
Lpri=Vin(min)Ton/Ipk=18V×12．5μs／8.55A =26.3μH
计算磁心功率的吞吐量：
Pout(est)=f LpriIpk2/2=40000Hz×26.3μH×(8.55A)2／2 =38.45W(满足要求)
这里选用MPP环形磁心，磁心型号尺寸的选择流程在（英）Marth Brown磁性元件的设计～正激式滤波扼流圈的设计中已介绍了。
估计所需的磁心大小为
EL=LI2=LpriIpk=0.0263mH×(8.55A)2
=1.92
参考图22，选择磁导率为125的磁心，其型号为55310-A2，这种磁心的AL为90mH／1000匝。一次绕组的匝数为
1000×(0．0263mH／90mH)1/2=17.09匝(取17匝)
输出电压最低(+5V)的二次绕组匝数(用肖特基整流管)：
N(+5V)=17匝×(5．0V+0．5V)×50％1(18V×50％)
=5.19匝(取5匝)
其余绕组(假设用超快速整流二极管)：
N(+12v)=(12.0V+0.9V)×5匝／(5.0V+0.5V)
=11.73匝(取12匝)
-12V的绕组与这相同。
N(+24v)=(24.0V+0.9V)×5匝，(5.0V+0.5V)
=22.6匝(取23匝)
每个输出端的误差为
±12V：+0．3V
+24V：+0．4V
在这里，二次侧采用自耦变压器的结构，这样低电压输出端的绕组会包含在高电压输出端的绕组中。这些绕组的匝数和线规如下：
+5V：5匝， #17AWG(或三股#22AWG)。
+12V：7匝， #21AWG。
-12V：12匝， #21AWG。
+24V：ll匝， #26AWG。
一次绕组：17匝， #19AWG(或两股#22AWG)。
变压器绕线技术
把变压器的所有绕组并绕的方法并不经济，这里选用有选择地并绕的方法：在绕到磁心上之前把一次绕组与+24V绕组、+12V绕组与一12V绕组分别绞合在一起。+24V绕组作为一次侧的续流绕组，可以在开关关断时减小电压尖峰。
十5V的绕组先均匀地绕在环形磁心上，然后再均匀地绕原先绞在一起的一次绕组，+24V绕组，最后绕原先绞在一起的+12V和一12V绕组。这个绕组可以紧贴在前面的绕组上。
从产品方面考虑，通常的安装办法是把绕好的磁环放在接线端子板上，然后把它封装起来。这样可以防止操作时损坏，也易于放置在PCB上。这部分的成本大约为2．50美元。
选择功率开关管和整流二极管
功率开关管：在这种场合下，使用MOSFET有很明显的优势，MOSFET的驱动和开关损耗都比较小：
VDS(min)>(Vout+VD)Npri/Nsec+Vin(max)
>(24.4V+0.9V)×17匝／23匝+36V
>54.7V(忽略漏感引起的尖峰)
取100V。
ID：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最大输入平均电流的1.5倍是比较理想的。另外要考虑损耗的问题，通过牺牲一点成本和输入电容，就可以使电流损耗I2RDS(on)(导通损耗)减小。
ID(min)>1.5×2.07A=3.11A
可以选用MTPl0N10M管子。为了实现电流型控制，在这里选用的是电流检测型的功率MOSFET，这样就可以显著减少测量损耗。
整流二极管： +5V(输出)
VR(min)>Vout-(-Vin(max)Nsec/Npri)
>+5V+36V×(5匝／17匝)=15．6V
IF(min)Iout(max)=2A
可以使用1N5824(3A)。
±12V输出(与上面步骤相同)：选用MURll0(D5和D7)。
+24V输出：选用MUR110(D4)。
输出滤波部分(参见(英)Marth Brown输出级的设计)
输出滤波电容的值可以用式(36)确定。
Cout(+5V)=480μF，额定电压为10V。用两个220μF、额定电压为10V的钽电容并联(C14和C15)。通过电容的并联，可以减小电容高度和ESR。
Cout(±12V)=122μF，额定电压为20V。选用150μF、额定电压为35V的钽电容(C12和C16)。
Cout(+24V)=60μF，额定电压为35V。用两个47μF、额定电压为35V的钽电容关联(C11)。
PWM控制器
为了选择控制器IC，需要把一些重要的设计要求列出来，同时列出提升性能的项目。
基本要求 其他要求
器件数目少 欠电压封锁
电流型控制 低Isense阈值
MOSFET驱动输出(图腾柱) 最大占空比50％的限制
单极性驱动
低成本
通过浏览常用的控制器IC资料后，可以发现UC3845P能满足上面的这些要求(选择这款芯片也是出于其有示范性)。
参考Motorola公司“线性和接口集成电路”数据手册，在手册中给出了基本的应用电路图，设计者只要确定定时器的电阻、电容值和检测电阻的值就可以了。Vcc供电和反馈补偿等其他部分，将在后面进行设计。参见“定时电阻与振荡频率”曲线图，为了使电路工作在40kHz，选择以下参数：
Ct=C8=200pF
Rt=R4=22kΩ
Rsense：
Rs=V/(Ipk/n㈠)
=0.6V×1800／8.55A㈡=127Ω (取120Ω)
这些参数在实验板上还要进行一些调整。
㈠n为电流互感器的匝数比
㈡原文误为Rs＝VIs（n/Ipk）=0.6V×8.5A/1800。——译者注
电压反馈部分(参考（英）Marth Brown电压反馈电路的设计)
在多路输出中，为了提高交叉调整性能，需对正极性输出端的电压都进行检测。这就要考虑电路各个输出端的负载情况。在这里，负载的情况假设如下：
+5V给微控制器和74HC逻辑电路供电，VDD误差可以为士10％。
±12V主要给模拟电路供电，这部分电路中供电电压波动对其影响比较小。
+24V 给最低电压为18V的接口电路供电。在这部分电路中，要把5V的逻辑电平进行转化。
首先，选择电压分压网络，检测电流通常取lmA。确定下端电阻(R10+R11)值。
R10+R11=Vref/Isense(est)=2.5V／lmA
=2.5kΩ (取2.7kΩ)
在最后制作的时候，分压网络中最好加一个1kΩ的电位器，以实现对输出电压的调节。这个电位器滑动端与上端连接。使用电位器有一个缺点，就是当滑动点开路时，会引入干扰。可调电阻的滑动端上调，会使输出电压降低，相反会使输出电压达到最大值，从而可能损坏其他电路。假设电位器设置在中间值，R10的取值如下：
R10=2.7kΩ-500Ω=2.2kΩ
实际的检测电流为
Isense(act)=Vref/(R10+R11)=2.5V／2.7kΩ=0.96mA
确定每个输出端检测电流的比例：+5V，60％；+12V，20％；+24V，20％。
确定分压网络上端的电阻值：
Ru-sense=(Vout-Vref)/(I%Isense(act))
+5V： R7=(5.0V-2.5V)／(0.6×0.96mA)=4340Ω (取4.7kΩ)
+12V：R8=(12.3V-2.5V)／(0.2×0.96mA)=51kΩ
+24V： R9=(24.4V-2.5V)／(0.2×0.96mA)=114kΩ (取110kΩ)
反馈补偿部分放在最后介绍。
输入滤波器部分(参见（英）Marth Brown输入整流器／滤波器部分的设计)
Cin： 
=2×37.3W／(40000Hz×lV) =186μF
用两个100μF、50V的铝电解电容和一个0.1μF、100V的瓷片电容并联。
Lin：由于电源的输入是具有公共地的单输入线，所以这里选用MPP磁环。从厂商提供的“基本磁化曲线”可以看出，200e所产生的直流偏置小于磁心饱和磁通的一半。这里推荐使用相对磁导率μr=125。根据估算的磁心大小，可以选用P／N55120-A2型磁心，导线采用#20AWG的双股线。所需的匝数如下：
=20Oe×4.11cm／(0.4π×2.04A)
=32匝
启动部分(参见（英）Marth Brown启动和集成电路供电电路的设计)
虽然输入线电压足够低，可以提供控制器IC和驱动MOSFET所需的全部电流，但这样会消耗大约1．2W的功率，也就是损失将近4．2％的效率。采用从输入端提供电源的启动电路来实现比较理想，启动电路只在启动和过电流保护时起作用。在正常工作时，IC和MOSFET从+12V的输出端获得电源，参见图59。
Dl：用11V、500mW的1N5241齐纳管
R1：R1=(18V-11V)/0.4mA=17．5kΩ (取18kΩ)
Ql：用MPSA05
R2：R2=(18V-12V)，5.0mA=1.2kΩ
D2：用1N4148
D3．用MBR030
负反馈补偿器（（英）Marth Brown开关电源设计指南附录B 反馈补偿器）
为了得到最佳的交叉调整性能和最快的暂态响应，这里采用单极点一零点的方法进行补偿。由于电流型控制的反激式变换器，其控制到输出特性曲线只有一个极点，所以可以用单极点一零点的补偿器。由于+5V输出端的功率最大，占检测电流的分量也最大，所以把它看成主要的输出。输出滤波器的极点、ESR零点和直流增益如下：
 =3.14
GDC=20lg3.14=9.94dB
 =144Hz(在额定负载2A时)
=36.2Hz(在轻载0.5A时)
控制到输出的特性曲线见图67。
幅频特性的穿越频率应小于fsw/5即
fxo<40kHz／5=8kHz
接下来要确定在穿越频率处闭环增益为0dB时所要增加的增益量[参见式(24)]：
Gm=2lg(fxo/ffp(hi))-GDC
=20lg(8000／144)-9.94dB
=24.95dB(只在博德图中使用)
Axo=52.4(在后面讨论中要使用绝对增益)
把补偿器的零点设置在滤波器呈现出来的最低极点位置，即
fez=ffp=36.2Hz
把补偿器的极点设置在电容ESR引起的零点频率上，即
fep=fZ(ESR)=20kHz(近似值)
我们已经知道电压检测网络+5V输出端检测电路的上端电阻值(4.7kΩ)。
=1／(2π×52.4×4.7kΩ×20kHz)
=32.3pF(取32pF)
R3=AxoR7=52.4×4.7kΩ=246kΩ (取270kΩ)
=1／(2π×36.2Hz×270kΩ)
=0.016 μF(取0.015μF)
这样完成了反馈补偿器参数的设计，图66为电路图，图67中给出了误差放大器和补偿后电源的系统特性。
元件清单
C1： 0.1μF、l00V瓷片电容
C2、C3： 100μF、50V铝电解电容
C4： 0.1μF、100V瓷片电容
C5： 10μF、20V钽电容 L1电感(参见上文)
C6： 0.015μF瓷片电容 Q1 MPSA05
C7： 32pF、50V瓷片电容 Q2 MTPl0N10M功率MOSFET
C8： 0．022μF、50V瓷片电容 R1 18kΩ，1／4W
C9： 470pF、35V瓷片电容 R2 1.2kΩ，1/2W
C10： 47μF、35V钽电容 R3 270kΩ，I／4W
C11： 100μF、20V钽电容 R4 18kΩ，I／4W
C12： 0.1μF、50V瓷片电容 R5 lkΩ，I／4W
C13、C14： 220μF、10V钽电容 R6 120Ω，1／4W
C15： 100μF、20V钽电容 R7 4.7kΩ，1/4W
D1： 11V、500mW齐纳管(1N5241)R8 51kΩ，1／4W
D2： 1N4148 R9 110KΩ，l/4W
D3： MBR030 R10 1kΩ，可变电阻
D4： MUIR110 R11 2.2kΩ，1／4W
D5： MUR110 T1 变压器——定制
D6： 1N5824 U1 IC．UC3845AN
D7： MUR110
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