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引言
体积很小的新型多功能集成电路的出现，对开关电源的小型化具有重要意义。开关电源小型化主要依靠提高开关频率来减小变压器和输出滤波器的体积。另外，开关电源也通过提高效率减小散热器体积来减小自身体积。目前开关电源技术的主要目标是使电源工作频率比现在通用的100~200kHz进一步提高。
然而，对前面讨论的传统的矩形波拓扑，随着开关频率的提高，开关管的关断损耗和导通损耗都会增加。MOSFET管输出电容的充放电((美）Pressman 缓冲网络)造成的导通损耗只有在开关频率高于1MHz时才比较明显。
但开关管关断时，如(美）Pressman 缓冲网络中所讨论的，下降的电流和上升的集电极电压之间出现重叠，产生一个很大的关断损耗。随着开关频率的升高，开关管的关断损耗会变得非常严重。
开关管的损耗增加，会使所需的散热器体积增人。这样，虽然频率提高使变压器和输出滤波器的体积减小了，但电源的总体积并未减小。
开关频率很高时(大于等于1MHz)，开关管的损耗可能变得非常大。此时，即使散热器足够大，足以保持开关管外壳表面温度很低，但仍会产生问题。因为常规的1℃／W的结壳热阻，造成的结一壳温升可能会使晶体管的结温过高。
在开关管的漏源极间(或集射极间)加缓冲器可以降低开关管的开关损耗。但使用耗能型RCD缓冲电路并不能降低总开关损耗，这种方法只是简单地将开关管的损耗转移到了缓冲电路的电阻中。无损缓冲电路能降低开关管的开关损耗，但当频率高于200kHz时还是会出现问题。
因此，要想在较高频率下工作并使电源体积更小，必须设法降低开关管的开关损耗。这可以使用谐振变换器来实现。谐振变换器是由开关管加上谐振LC电路构成的，它使流过开关管的电流变为正弦波而不是方波。然后设法使开关管在正弦电流过零处导通和关断。这样，关断时刻的下降电流和上升电压之间及导通时刻的上升电流和下降电压之间就不会产生重叠，从而不产生开关损耗。
使开关管在电流为零的时刻导通或关断的电路称为零电流开关(Zero Current Switching，ZCS)电路1。从(美）Pressman 缓冲网络可以看到，即使开关管在正弦电流的过零处关断，上升电压和下降电流之间也没有重叠。开关管可以没有关断损耗，但仍然有导通损耗。
正如(美）Pressman 缓冲网络指出的，有相当大的一部分能量0.5C(2Kdc)2。储存于MOSFET管的较大的输出电容中。当MOSFET管每周期(T)内导通一次时，就在MOSFET管上消耗了0.5C。(2Vdc)2/T瓦的能量。能够解决这种问题的电路称为零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)电路2。此电路是通过让开关管输出电容成为电路中某个LC谐振电路的电容来实现零电压开关的。这使开关管关断时存储在电容上的电压或能量改变为存储在谐振电路电感上的电流或能量。同一个周期的下一阶段，这部分能量又被毫无损失地回馈到电源母线上。其工作方式类似于美）Pressman 缓冲网络中所述的无损缓冲电路。
工业界对谐振变换器的广泛关注大约起始于lO年之前。在过去的10年里，很多研究人员进入了这个领域，并发表了许多这方面的文章。
许多新的谐振变换器拓扑已被提出，并都对其进行了数学分析。这当中的一部分已被实际应用，并且有很高的效率(80％～92％)和很高的功率密度(某些拓扑的功率密度据说已达到了50W／in3)。如此高的功率密度可用于DC／DC变换器，这种变换器没有离线式变换器都必须有的大的输入滤波电容。因此它们要通过外加散热器来散热，但此散热器的体积和冷却方式在计算功率密度时很少被考虑在内。
本章不可能讨论所有谐振变换器拓扑及它们的工作方式，只能概括地讨沦已有的且尚未被淘汰的拓扑及其工作方式。值得注意的是，在这个领域里，有的文章会提出一个新方法，很快就会有相关评论出现，如在电源及负荷变动较大或元件应力较大的场合的应用有局限性。在来年的会议上，其他的研究人员会给出上一年问题的解决办法，但同时也会告诉你这些方法也存在其他的应用限制。
这只是简单地反映了一个事实，即尽管谐振变换器在一些应用场合有很大的优势，但它们依然不具有PWM变换器在处理电源不稳定、负载变动、短路、空载输出及元件参数变化等方面的灵活性。并且，与相同功率的传统PWM方波变换器相比，它们要承受很大的开关管峰值电流，在某些电路中，还要承受很大的电压应力。但对于一个崭新的领域来说，这种情况不可避免。
谐振正激变换器
首先介绍最简单的谐振变换器—谐振正激变换器，这里主要介绍如何实现开关管的零电流关断及精确开关管关断时间。
给出了一个简单的工作于不连续模式下的谐振正激变换器3。不连续模式意味着LC回路中的电流不是连续的正弦波，而是被一个大的时间间隔Ts所分隔的半周或整周正弦电流所组成的脉冲序列。
电路的谐振频率F=1／2(t1-to)。它由无源谐振元件Lf和电容c，折算到初级的值(Cr)(NS／NP)2。来确定，因而电路谐振频率：
Fr=1/2π
式中，Lr是变压器漏感，有时包括外接的一个小电感。产品差异会使漏感不同，加上这个小电感就是为了使总的Lr相对固定。
开关管Ql以频率Fs=1／Ts导通。电路工作原理如下。首先，Lr和(Cr)(Ns/Np)2构成串联谐振电路，其初始电流是次级直流电流通过变压器匝比折算到初级后的值。在谐振变换器术语中，由于负载与谐振电容并联，这种电路称为并联谐振变换器(parallel Resonant Converter,PRC)。后面将要介绍另外一些电路，这些电路的负载和串联谐振LC元件相串联，称为串联谐振变换器(Series Resonant Converter,SRC)。
谐振正激变换器。Cs折算到初级的电容与漏感Lr谐振。M0sFET管在其漏极电流第一个正半周过零之后不久就关断。D2流过其第一个负半周电流后截止，MOSFET管漏极电压上升，在Cr折算到初级的电容与变压器励磁电感L m所构成的谐振环的半个周期内．使变压器Tl的铁心复位因为电路工作于不连续模式，故在开关管Ql导通之前，谐振电路中无电流流通。例如，两个正弦半被之间有一个很长的时间间陌，因此，当to时刻Ql导通时，谐振电路中开始有正弦半波电流流过。因为导通以前谐振电路中没有电流流通，所以to时刻的电流值为零。开关管流过第一个正半周电流后，在t1时刻电流又过零并且反向，试图继续第一个正弦波负半周。初级谐振电容上储存的电压使此负向电流继续流通。
负半周电流流过D2的阳极，通过电源Vdc形成一个闭合回路。在电流流过D2的半个周期里，Ql的漏极一直被钳位为一1V (D2的正向压降)。t1时刻之后(t1-t2)，Q1中没有电流流过，此时可以关断Q1。
因此，Q1导通时间只要介于谐振正弦电流的半个周期与一个周期之间即可。t2时刻，流过D2的负半周电流返回到零，而此时变压器T1激磁电感中的电流使开关管Q1的漏极电压上升到2Vdc，从而使铁心复位。
励磁电感和从变压器次级折算过来的电容构成另外一个谐振回路。当漏极电压在t2时刻上升到最大时，一个负半周正弦电压通过谐振电路，恰好使铁心磁滞曲线复位到起始处。
零电流关断已经实现，因此不会产生关断损耗。D2的反向恢复时阅很短，故其反向恢复损耗可忽略不计(尤其是当开关管漏极电压上升为2Vdc时，二极管中的电流早已降到零或接近为零)。
在谐振第一个正半周期(t1～to)内，初级传递功率给次级和负载，改变脉冲序列的时间间隔，即改变开关频率Fs=1/Ts来调整直流输出电压。若Vdc上升或输出负载电流下降，则必须增大脉冲序列的时间间隔(降低开关频率Fs)；相反，若Vdc下降或输出负载电流上升，则要升高开关频率Fs。
改变开关频率Fs调压的方法是谐振变换器的一个主要缺点。在传统的PWM变换器中，开关频率保持恒定，只是导通脉冲宽度改变了。对于大多数谐振电路拓扑，其脉宽恒定(谐振LC电路的半个周期)，而频率是变化的。
许多场合不能采用变频调节方法。当有计算机时，计算机操作员常常要求电源的开关频率与计算机时钟频率的某个倍数同步，以降低电源噪声尖峰在计算机逻辑电路里产生错误0或l的可能性。
另外，当有阴极射线管(CRT)显示屏时，应将电源的开关频率锁定，使之与CRT的水平扫描频率同步。否则，开关电源的噪声尖峰会在屏幕上以随机的方式产生连续的干扰。而当开关频率恒定且与CRT水平扫描频率保持一致时，噪声尖峰的影响只会保持在屏幕上的固定位置，从而大大减小了对操作者的干扰。
某谐振正激变换器的实测波形
为了更好地理解以上所讨论的谐振正激变换器的工作原理，下面分析一组实测波形。(b)中的波形图是征得作者F.Lee和K．Liu的许可后翻印的。
(a)所示的是一个输出功率为32W(5 2V、6．2A)的正激变换器。此电路的输入电压Vdc等于150V，开关频率为856 kHz，变压器匝比为10：1。
在(b)中，波形3是漏极电流的波形，它是半个正弦波，其谐振半周期为0．21aμs(Fr=2．5MHz)。次级电容为0.15μF，折算到初级后为0.15x(0.1)2=O．00151μF。当F r=2．5MHz时，变压器漏感加上其他分立电感后的总和为L r=l/4π2(F r)2。C=1／4π(2．5)2(0．0015)10-6=2．7μH从波形1可以看出，正弦电流第一个正半周过零后，MOSFET管的门极很快被关断，从而达到了零电流关断的目的。从波形4可以看出漏极电压在流过D2的贝电流返回到零后开始上升。从波形2还可以看出，次级电容电压(从初级励磁电感上的电压感应而来)极性变负，如前所述，这样可以使铁心复位。此波形还给出了最大开关频率(Fs)。Q1导通脉冲间的最小间隔的确定是要使波形2的负半周能够返回到零。以使铁心完全复位。
以上表明，让谐振变换器工作在输入和负载变动较大的情况下会有一定的困难。现在来考虑前面计算出的2．7μH的谐振电感。这个电感很小，当导线长度或变压器走线改变时，这个电感在总电感中所占的比重就会发生很大变化。对于一个2.7μH的小电感，即使是很小的变压器制造误差都会使其在漏感值中所占百分比发生很大的改变。若电感变大，则谐振半周期变大。若M0sFET管的导通时间(应该大于谐振半周期)太小，则可能导致MosFET管在谐振半周结束前关断，即在正弦波过零前关断。
电路的实测波形图(由F.Lee和K．Liu提供)
适当增大Lr,使其所占百分比不易随变压器的制造误差、导线长度或其走线的变化而变化。这将谐振半周期会增大，使变压器铁心完全复位，进而使最大开关频率降低。
现在，若增大Lr并减小Cr以保持谐振半周期不变，则Lr/Cr就要变大。而Q1的正弦电流峰值(b)中的波形3与 近似成反比。因此若Lr/Cr增大，则设计所要求的最大峰值电流和最大输出电流都可能无法实现。
当然，可以通过特殊方法解决这些问题。上面讨论的内容表明，即使这样一个简单的谐振变换器，在处理不同规格、输入和负载变化及制造误差等方面都欠缺灵活性。
值得注意的是，传统的正激变换器运行在相对较低的频率，且即使初级电流比(b)所示的电流还要小也能产生相同的输出功率。Vin=120V，输出功率为15W(Vo=3.56V、Io=4.2A)时的峰值电流为1.5A(对于全波模式)。
给出了传统PWM方波正激变换器的初级峰值电流的计算公式为Lo=3.13Po/V dc=3.13x15／120=0．39A。从表1可以看出，比2213号铁心小一号的铁心可以用在(b)所示电源中，而且频率可以更低。表1表明，采用1811号铁心，正激变换器就可以在频率为150kHz的条件下输出19．4W的功率。这里只是将谐振变换器与传统的、被证实了的拓扑进行比较。
谐振变换器的工作模式
不连续模式和连续模式；过谐振和欠谐振模式
谐振变换器可运行在不连续模式下。如前所述，在不连续模式下，变换器通过调整开关频率实现对输出电压的调整。此时功率间断地被传送到负载端。
若因Vdc下降或负载电流上升而必须升高输出电压，则开关频率(离散脉冲)的重复率就要增加,相反，若输出电压由于输入电压或输出负载阻抗的上升而升高，则离散脉冲的重复率就要降低。正如（美）Pressman SCR谐振拓扑概述所讨论的，许多年来，在20-30kHz的频率范围内，可控硅谐振变换器可以很好地运行在不连续模式下。
然而，在不连续模式下，负载和输入的剧烈波动会引起开关频率的剧烈波动。改进措施是使变换器工作于连续模式下。连续模式下，电路中连续正弦电流或开关管连续方波电压脉冲间没有间隙，或者间隙可以忽略不计。
方波的基波是无畸变的连续正弦波，其频率与开关管的方波频率相同。LC谐振回路的Q特性曲线(阻抗一频率)。在Q特性曲线上的欠谐振侧或过谐振侧可以确定平均开关频率。
通过改变谐振元件的Q特性曲线的频率调整输出电压
连续模式下的直流输出电压，与谐振电容的交流电压峰值成正比，或者与LC串联谐振回路的交流电流峰值成正比。
沿Q特性曲线移动改变开关频率可以改变谐振电容的电压幅值(若输出为谐振电容电压)或谐振回路的电流幅值(若输出为谐振电路电流)，从而实现输出电压的调整。
电路工作频率高于Q特性曲线谐振峰值处的频率，称为过谐振模式(Above RcsoilaeeMode，ARM)；电路工作频率低于Q特性曲线谐振峰值处的频率，称为欠谐振模式(BelowResonance Mode，BRM)。可以看出，Q特性曲线非常陡(高Q值)，频率稍有变化，输出就会发生很大的变化。
应该注意，平均开关频率高于谐振峰值处的频率时，提高输出电压或输出电流必须降低开关频率：平均开关频率低于谐振峰值处的频率时，提高输出电压或输出电流必须提高开关频率。
上而的讨论指出了谐振变换器的一个问题。许多文章都倾向于使用连续工作模式，因为在该模式卜，达到所要求的负载和输入调整需要更小的频率范围。
假设电路经常工作于过谐振模式，若设计了反馈系统，则系统由于某种原因从ARM模式漂移到BRM模式后会产生非常严重的后果。当然，对于工作于ARM模式的电路，输出电压降低后，可以通过改变控制环振荡器的频率来降低开关频率，使其工作点在Q特性曲线上向上移动，从而对输出电压进行校正。
因为Q特性曲线相对比较陡，所以由于生产误差产生的谐振元件L和c的微小变化都会使谐振峰值发生偏移。若谐振峰值偏移过大，就可能使原来工作在ARM模式下的电路变为工作在BRM模式下，此时一旦反馈环采样发现输出电压下降，就会降低开关频率对输出进行校正。这会导敛输出电压的进一步下降，使负反馈变成正反馈。
连续模式下的谐振半桥变换器
大多数电流谐振变换器的发展都集中在半桥拓扑方面，本节也将讨论这个拓扑。下面的讨论是基于R Steigerwald的著作的。
并联谐振变换器和串联谐振变换器
输出功率可以通过下而两种方式中的任意一种从LC谐振回路中获得。当折算后的输出负载(折算到变压器初级)和谐振电容并联，此电路称为并联谐振变换器(Parallel Resonant
Converter,PRC)；当折算后的负载与谐振LC电路串联，此电路称为串联谐振变换器(Series
Resonant Converter,SRC)。
4(b)所示的是并联负载谐振半桥变换器，Cf1和Cf2是输入滤波电容。在交流输入为120V或220V时，这两个电容用于产生320V的整流电压。它们的值很大，仅仅用于分担输出整流电压，与谐振LC回路无关。电容C r并联在变压器的初级，同外接电感Lr谐振，谐振频率为Fr=1／2π 。输出电感Lo非常大，在谐振频率Fr处阻抗很高，不会降低Cr的负荷能力，也不会减小谐振LC电路的Q值。Lo很人，从而使电路可以工作在连续模式下。Cr处的阻抗(不含Cr)为输出电阻乘匝比的平方。变压器TI的励磁电感比这个阻抗大很多，因此它不会影响电路的正常工作。
串联负载谐振半桥变换器(SRC)如4(a)所示。这里，外接电感Lr与两个电容值为Cr/2的等效电容(等于Cr)谐振。Cr为滤波电容，与谐振回路无关，次级负载通过匝比平方折算到初级后与谐振Lc电路串联，成为串联谐振变换器的负载。在串联谐振电路中，变压器次级的电感一般都可以忽略不计。
4(a)串联负载谐振半桥变换器。电感Lr和电容Cr谐振。负载经变压器T1折算到初级与谐振电路串联，开关管在谐振电流第一个半周期结束后直接关断，以实现零电流开关(ZeroCurrent Switching，ZCS)。在串联负载电路中，输出滤波器是容性的。(b)并联负载谐振半桥变换器。电感Lr和电容Cr谐振。负载经变压器T1折算到初级与谐振电容并联。在并联负载屯路中，为了避免降低谐振电路的Q值，输出滤波器除电容外还包括一个高阻抗电感高压输出所需的输出电感往往要承受很大的电压，这导致电感体积很大。由于不需要输出电感，所以串联谐振变换器一般应用于高压电源中。并联谐振变换器(SRC)电路一般应用于低压大电流电路中，输出电感可以抑制输出电容中的纹波电流。
下面将讨论工作在连续模式下的串/并联谐振半桥变换器。因为可通过改变频率来调节输出直流电压，所以有必要了解当频率随着工作点在Q特性曲线上移动而变化时，折算到初级负载上的交流电压如何变化。整流直流输出电压与折算到初级电阻两端的交流电压成正比。
连续模式下串/并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路和增益曲线
5(a)和5(b)分别给出了4(a)和4(b)所示串，并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路。这些电路的输入是由开关管产生的幅值为±Vdc/2的方波。按照Steigerwald的分析,只考虑此方波的基波频率，计算出的输出电压和输入电压之间的比率(增益)是频率的函数。
5(a)串联负载谐振半桥变换器的交流等效电路4(a)(b)并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路4(b)。(c)串／并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路，常称为Lcc电路。上述三种电路的输出相对于输入的变流增益使直流输出电压和直流输入电压的一半的比值恒定。(由R.Steigerwald提供)从13.5所示的等效电路可以看出串/并联负载电路的比值分别为
串联负载：
并联负载：
式中，Rl是次级负载折算到初级后的值，串联负载Rac=8R l/π2，并联负载Rac=π2R l／8。
从这些关系式中，Steigerwald绘制出了NVodc/0.5Vin的比例图，其中，N是变压器的匝比，Vin是输入电源电压，Vodc是直流输入电压。对于6中的串联负载，Q=ωoL/R l,ω0=1/。对于7中的并联负载，Q=R l/ωo L，ωo=1/。从6和7可以看出，谐振变换器存在一些问题。
连续模式(cCM)下串联负载谐振半桥变换器的调节
Steigerwald指出由于诸多因素，串联负载谐振半桥变换器在过谐振(ARM)模式下的工作特性优于欠谐振模式的。
连续模式下串联负载谐振半桥变换器电路是如何进行调节的。若电路的初始工作点是A点，此时Q=2，归一化频率是1.3，输出电压和输入电压的比值为0．6。现在若负载阻抗Rl下降，使Q上升到5，则此时归一化的开关频率将不得不下降到约1.15(B)点，以产生相同的输出电压。对于相同的输出电压，若R l上升使Q=l，则电路的工作点不得不转移到C点，该点对应的归一化频率约为1.62。很明显，随着负载R l的上升，Q下降，增益曲线将趋近于水平线，这使频率变化太大而不现实。同样，若Q曲线没有谐振尖峰或者“选择性”，则开路调节将无法实现。
(a)所示的交流等效电路的串联谐振变换器的增益曲线( R．Steigerwald提供)
增益曲线上的实际工作点取决于DC输入电源电压和输出电压。例如，对于给定的输出电压，若输入电压从A点下降至D点，则电路工作点也将从同一条Q曲线上的归一化频率F1处下降到F2处。
因此，在Q曲线上电路工作特性呈非线性。某些输入和负载的要求甚至无法实现。显而易见，Q曲线上实际工作点的选择是非常需要技巧的。
反馈环可在Q曲线上自动选择正确的工作点，以产生合适的输出电压。但该点可能会非常不稳定，因为它可能会太靠近谐振蜂值点。在低Q值曲线上，选择性和谐振峰值太小，而在高Q值特性曲线的尾部，频率变化又太大。
这种方案对谐振元件的偏差非常敏感。工作点接近谐振峰值，开关在输入或负载瞬变的情况下，会使工作点跳变到峰值的另一侧，从而使负反馈变成了一个正反馊。
连续模式下并联负载谐振半桥变换器的调节
根据式，Steigerwald绘出了并联负载谐振半桥变换器的增益曲线，从该图可以看出，此电路可工作于重载或空载情况下。若初始工作点为A点(此处Q=2，归一化频率为l.1)，增加R l，使Q=R L/ωo L=5，则工作点将上移至归一化频率为1.23的B点。从Q曲线的形状可以看出，非常大的Q值或开路运行都能够实现。
交流等效电路的并联谐振变换器的增益曲线(由R．Steigerwald提供)
并联谐振变换器电路存在一个问题，即如果电路工作在低Q值曲线的谐振峰值附近(如C点)，且若此时负载暂时开路或者负载变化很大(使Q=5)，则在反馈回路起作用以前，输出电压可能会上升到D点，这是很危险的。有的文章说并联谐振变换器电路具有自动的短路保护功能，即当输出短路时，变压器初级会短路，如4(b)所示，而谐振电感限制了开关管的电流。然而进一步的研究表明，这样的情况根本不会发生。电路工作于过谐振模式，若输出短路，为了使输出增加，反馈会强制工作点上移到Q曲线上更高的位置，如3所示。这会使开关频率进一步下降，最后越过Q曲线的峰值进入正反馈区。但反馈环并不“清楚”这一点，它会继续起作用，使开关频率继续下降，并“认为”频率下降会使工作点上升到最高点(谐振峰值处)。
另外，频率下降后，谐振电感的阻抗变低，这会导致开关管上流过的电流增加。采取钳位技术限制最小开关频率的方法并不可行，因为谐振元件L和c微小的制造偏差都会导致谐振峰值频率发生很大变化。
连续模式下串/并联谐振变换器
并联谐振变换器电路的一个缺点是，当负载很轻时(如4(b)所示，电容cr并联一个大的电阻)，谐振回路的电流(流过开关管的电流)并不比重载时的小。在任意情况下，折算后和cr并联的有效阻抗必须很大，才不会降低电路的Q值。若重载时情况如此，则轻载时的情况更是如此。简单地说，轻载时流过和Cr并联的折算电阻的电流是流过cr的电流的很小一部分，所以开关管的损耗在轻载时并不会减少，从而使电路在轻载时效率很低。在串联谐振变换器电路中，情况则有所不同。当串联在LC谐振回路中的负载电阻两端的输出电压恒定时，随着负载电流的下降，流过负载电阻的电流(流过开关管的电流)也会跟着下降。所以，在串联谐振变换器中，轻载(低输出功率)时的效率依然很高。5(c)给出了一个既具有串联谐振变换器电路轻载时的高效率又具有并联谐振变换器电路在轻载或空载时调节能力的连续模式下的串／并联谐振变换器。这种电路也称为LCC电路[5]。
从5(c)可以看出，此电路既有串联电容Cs，又有并联电容Cp。选择合适的Cs和Cp值，就可以使电路兼备并联谐振变换器和串联谐振变换器的优点了。可以看出，若Cp为零，电路就是串联谐振变换器型。随着Cp的增大，当它的值超过Cs时，电路就呈现出并联谐振变换器电路的性质。若Cp比Cs大，轻载时电路就会显示出并联谐振变换器电路的低效率性。
从Steigerwald的文章可以看出[4]，LCC电路的交流增益特性可以从5(c)所示的交流等效电路计算得到
若Qs=X1/R1，则R ac=8R1/π2，ωo=1/ ，R1是根据匝比平方扯算到初级的直流输出阻抗。折算到初级的直流输出电压和输入电源电压一半的比值为
Cs=C p和C=2Cp时的曲线分别如13.8(a)和13.8(b)所示。
从8(a)和8(b)可以看出，在这两种情形下，Q=l或更小时，增益曲线上依然有较高的谐振峰值和较好的“选择性”，因此可以实现空载运行。这样就避免了串联谐振变换器电路的一大缺点，即轻载或空载时无法调节(对比6所示的串联谐振变换器电路)。
8(a)和8(b)举例说明了连续模式的微妙性和复杂性，如8(a)所示，设A点是工作点，直流负载阻抗和Q值恒定，直流输入电压的下降会使输出电压有轻微的下降。
8(a)5(c)所示的串/并联谐振半桥变换器(LCC)在CS=cp时的增益曲线。
(b)13．5(c)所示的串/并联谐振半桥变换器(LCC)在C s=2C p时的增益曲线(由R．Steigerwald提供)反馈环试图校正这种情况，通过使工作点沿同一条Q曲线向上移动来使输出变大。为做到这一点，开关频率就要降低。但如果开关频率降低太多，工作点会越过谐振峰值B点，而导致频率和输出的进一步下降。
为避免这种情况发生，必须保证在直流输A最低，Q最小时，电路工作所要求的频率不低于8(a)中的B点所对应的频率。连续模式(CCM)下实际问题的一个较好的评估方法就是尝试让电路在LC元件误差引起的谐振峰值频率和幅值变化范围内工作。Steigerwald认为，Cp=C时，电路工作状况最佳。
连续模式下零电压开关准谐振变换器
上面讨论的零电流开关谐振变换器利用谐振强制开关管中的电流为正弦。然后，在正弦电流正半周结束过零时关断开关管(或者在电流刚刚反向并流入反并联二极管后不久关断开关管，电流和电压之间没有重叠，从而消除关断损耗。
然而，即使因为漏感加快了漏极(或集电极)电压的下降并延缓了漏电流的上升使电压电流在开关管导通时没有重叠，电路中依然存在导通损耗。因为在每个周期内，漏极电容都要存储0.5C(V max)2。(在关断期间)的能量，而这些能量又在下次导通时消耗在开关管巾。这种情况每个周期发生次，导致有0.5C(V max)2/T的能量损失。设计者为了减小电源的体积，必须提高开关频率。当频率超过500kHz～1MHz范围时，导通损耗将变得十分显著，这就成了一个问题。
一种新技术，零电压开关，可以避免上面提到的问题。这种拓扑曾应用于单端(反激或buck)电路10，但它的优点主要体现在半桥电路中。
9所示是一个零电压开关半桥电路2。它的基本工作原理是利用MOSFET管的输出电容作为谐振LC电路的电容。此电容在每个周期的一段时间内储存电压(能量)，在接下来的一段时间内，通过谐振电感将其储存的能量没有任何损耗地返还给电源母线。
当Ql导通、Q2关断时，C2两端电压被充电至Vs。Q1先关断，变压器T1的励磁电流继续通过C1续流，使Vc1上升，Vc2下降。当Vc2下降至0．5Vs时，变压器极性改变，次级两个整流管同时导通，使变压器次级和初级都短路，因此变压器初级电压为零。在变压器次级，输出电感会尽量维持输出电流不变。
零电压开关谐振半桥变换器(由Jovmovic、Tabisz、Lee提供)
此时，C2上储存的能量经变压器初级短路绕组、谐振电感L和底部滤波电容Cr2，到C2负极放电。因为回路中没有电阻，故放电过程不会产生损耗。L与C2谐振,C2电压下降至零，此时Q2即可实现零电压导通。电容c1有效地延缓了Q1电压的上升速度，所以Ql关断时不会同时产生大的电压和电流。连续模式下，此电路工作在由L、c1和c2并联组成的谐振电路Q曲线的斜坡上。J0vanovic等人给出了此电路的直流电压变换曲线.
所示的零电压开关电路的增益曲线(由Jovanovic、Tabisz、Lee提供)
尽管有许多文章讨论连续模式，但都采用沿谐振Q曲线的斜坡移动改变频率的方法来调节。Jovanovic等人认为这种方案不可靠。对于成批生产的开关电源，当谐振元件参数漂移或当范围受限时，连续模式下可能会产生不可预料的结果。
谐振电源小结
过去10年里，尽管在工业界和学术界有许多关于谐振电源的研究和文章，但对于谐振电源未来甚至目前的价值，现在还没有统一、广泛的看法。应当从两方面来看这个问题。首先，据作者所知，到目前为止，还没有哪一家大公司的产品目录里列有谐振电源。这表明，我们研究出的电源体积还不够小，效率不够高，母线和负载变化较大时的调节还不够灵活。这还表明，由于种种原因，谐振电源成本还比较高。谐振电源不能有效处理元件参数漂移、变压器寄生参数、线路杂散电感，以及布线和元件布置敏感性等问题。这说明在生产和销售谐振电源时每瓦特成本要比一般的高。对于那些必须决定是否将谐振电源作为下一个设计对象的工程师来说，前面的那些问题非常重要。除此之外，他们还必须知道以下几点。可否让谐振电源每立方英寸都和传统的200—300kHz的PWM电源一样高效?复杂性增加、母线和负载容量受限及最坏情况设计困难才使得谐振电源效率有可能提高3％～6％，这是否值得?从同一生产线上生产出的元件是否都具有同样的特性?或者说，因为制造误差和元件参数的漂移，是否要求对每个或大部分产品都进行微调?谐振电源是否会因为其输入为正弦波而不是方波(方波的di／dt很大)从而产生较少的射频干扰(RFI)?考虑到相同功率下谐振电源的正弦波电流幅值是传统pWM电源方波电流幅值的3～4倍，谐振电源的RFI问题是否会因为正弦波过零时dj/df与电流幅值成正比而同样严重?当大部分谐振电源采用变频调节时产生的问题有多严重?用户会不会认同这一点?或者坚持要求开关电源和它们提供的时钟信号同步?如果决定尝试谐振设计，应该采用哪种拓扑更加安全?对于连续模式拓扑，为方便调节而将工作点置于陡峭的Q特性曲线的斜坡上，这会不会导致其电路特性难以预测?人们似乎都认同不连续模式具有可重复性和预测性，然而，不连续模式所需要的较大频率范围是不是一个重大缺陷?毫无疑问，有关高频谐振电源的研究和改进会继续进行下去。但是，只有新电路结构的现使谐振电源自身变得简单，使元件误差、布线、寄生电感和电容在最坏情况设计时与传统PWM电源一样不那么灵敏，否则，高频谐振电源不会广泛应用，当然也不会大量的生产。在开关电源领域，它们的应用范围非常有限，只适用于造价较高、使用的元件较好且布线合理的场合。总之，在开关电源中，复杂性也就意味着高成本和不可靠。
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